"ЖУРНАЛ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ" N 1, 2003

УДК 621.396.96

СОВРЕМЕННЫЕ ИНФОРМАЦИОННЫЕ ТЕХНОЛОГИИ В РАДИОЛОКАЦИОННОМ КОМПЛЕКСЕ НОВОГО ПОКОЛЕНИЯ ДЛЯ ИССЛЕДОВАНИЯ ПРИРОДНЫХ РЕСУРСОВ

Ю.В. Опаленов*, А.А. Потапов, С.А.Соколов

* НПО "АЛМАЗ"

**ИРЭ РАН

Получена 20 декабря 2002 г.

После исправлений - 17 января 2003 г.

Обсуждаются результаты работ по созданию современного комплекса дистанционного зондирования для геофизических исследований. Основанный на последних достижения в области математики, математической физики и ориентированный на передовые информационные технологии и элементную базу, комплекс способен решать широкий класс задач от радиолокационной поверхностной и подповерхностной картографии до идентификации тонкой структуры и динамических характеристик исследуемой среды. В работе приводятся некоторые результаты экспериментальных исследований и натурных испытаний основных аппаратных и программных компонентов разрабатываемого комплекса.

Введение

При разработке концепции построения комплекса дистанционного зондирования нового поколения был проведен глубокий анализ существующих радиолокационных систем, предназначенных для геофизических исследований. Анализ показал, что современные приемные устройства геофизических комплексов дистанционного зондирования, как правило, предполагают преобразование входного сигнала с несущей частоты вниз на промежуточную, на которой осуществляется основная фильтрация вплоть до аналого-цифрового преобразования. В этой связи предгетеродинная обработка на несущей частоте имеет своей целью уменьшить ущерб в чувствительности, вносимый этим преобразованием и порождающим дополнительно проблему зеркального канала. Наиболее эффективными средствами обработки сигнала на несущей частоте являются малошумящие транзисторные и параметрические усилители. Улучшая работу преобразователя частоты, они вносят дополнительный шум, понижающий чувствительность приемника.

1. Системообразующие принципы аппаратной реализации

Кардинальное решение проблемы приема сигнала лежит в исключении длинной цепи преобразований, каждое звено которой вносит потери, и осуществлении квантования входного сигнала на несущей частоте в собственных и внешних шумах непосредственно на выходе антенной системы. Форма представления квантованного сигнала определяется типом компаратора. Наиболее часто используемой формой представления информации является позиционный код. Система счисления в остаточных классах применяется редко [1].

Перспективной формой представления информации является стохастическая система счисления [2,3]. Сигнал, квантованный таким кодом, проявляет свои фрактальные свойства [4]. Подобно голограмме, даже небольшой фрагмент которой несет информацию о полном объекте, любой фрагмент стохастического кода несет в себе информацию об амплитуде квантуемого сигнала. Аргументом в пользу применения стохастической системы счисления (ССС) в комплексах дистанционного зондирования является возможность реализовать оцифровку подшумового (-50¸-100 дБ) сигнала на несущей частоте без предварительного усиления.

Аппаратная реализация компаратора, представляющего многоэлементный (10⁵¸10¹⁰) сигнал кодом соответствующей длины в стохастической системе счисления, может быть выполнена на параметроне, работающем в режиме параметрического квантователя фазы (ПКФ) [5,6]. Являясь системообразующим элементом радиолокационного комплекса, он определяет форму зондирующего сигнала, выполняет функции формирователя зондирующего сигнала и приемного компаратора, обладает параметрической чувствительностью и решает одновременно ряд проблем:

реализуя гомодинный прием, устраняет проблему зеркального канала;
исключая длинную цепь преобразований традиционной обработки радиолокационного сигнала, повышает чувствительность приемника;
реализуя представление принимаемой радиолокационной информации в стохастической системе счисления, обеспечивает алгоритмическую гибкость процесса цифровой фильтрации сигнала;
обладая фазовой избирательностью, реализует сигнальную преселекцию и повышает помехоустойчивость, а будучи примененным в качестве лучеобразующего элемента ФАР, дает возможность решить задачу пространственной селекции измерительных комплексов дистанционного зондирования.

Идея использования принципа квазинепрерывного приема-передачи с применением параметрона в качестве формирователя зондирующего сигнала и ПКФ, реализующего представление входного радиолокационного сигнала в стохастической системе счисления, аппаратно реализована в КВЧ скатерометре, разработанном НПО «АЛМАЗ» (г. Москва), изготовленном и испытанном в лабораторных условиях совместно с НИИ «САТУРН» (г. Киев) и испытанном в натурных условиях на вертолетной летающей лаборатории совместно с ИРЭ РАН (г. Москва) в 1987 г. [4, 7-13].

Изготовленный для отработки принципа, приемно-передающий КВЧ модуль скатерометра был выполнен в волноводном исполнении на серийной элементной базе. Структурная схема модуля приведена на рис 1. Функционирование модуля начинается после подачи на него питающих напряжений и управляющих сигналов. После включения питания задающий генератор на диоде Ганна (ГДГ) начинает выдавать непрерывный гармонический сигнал на рабочей частоте f₀ миллиметрового диапазона мощностью 100 мВт. Выходная мощность ГДГ стабилизирована цепью PIN-аттенюатор – блок электронного управления (БЭ) – умножитель частоты (´2). Модуль работает в квазинепрерывном режиме излучения с частотой повторения зондирующих импульсов 10 МГц и скважностью 2. Тип модуляции зондирующего сигнала – ФКМ, закон модуляции – регулярная псевдослучайная последовательность (ПСП) длиной порядка 10⁵-10⁶. Режим приема организован в паузах между излучаемыми импульсами и задержан относительно заднего фронта излучаемого импульса паузой длительностью »15 нс. Формирование зондирующего сигнала осуществляется принудительным фазированием по закону ПСП параметрического генератора (ПГ), работающего в импульсном режиме и имеющего среднюю мощность 3мВт. Тактирование ПГ реализовано воздействием периодического (10 МГц) импульса гашения на параметрический диод. Навязывание фазы генератору ПГ реализовано подачей на вход его слабого (»10^-5 Вт) затравочного сигнала. Затравочный сигнал формируется снятием мощности с PIN-аттенюатора. Через циркулятор Ц1 сигнал проходит к вентилю, включенному попутно, отражается от него (»-25 дБ), вновь возвращается к циркулятору Ц1, далее проходит через циркулятор Ц2 и 3 дБ делитель, выполненный в виде неоднородности в волноводе. Делитель половину мощности (»0.1 мВт) возвращает к циркулятору Ц2 и далее сигнал следует на фазовый детектор в качестве опорного сигнала. Другая половина мощности следует на амплитудный модулятор АМ1 (прямые потери L₀<15 дБ, обратные потери L_м>65 дБ, время установления t<1 нс ), управляемый импульсом гашения ИГ1. Ослабленный до уровня менее чем 3×10^-6 дБВт сигнал через циркулятор Ц3 поступает на фазовый манипулятор ФМ отражательного типа, управляемый цифровым (ТТЛ) сигналом ПСП, и далее через циркуляторы Ц3 и Ц4 подается в контур параметрического генератора (ПГ).

Возбуждение параметрического генератора ПГ начинается после снятия с параметрического диода импульса гашения ИГ1 в процессе выхода его по смещению в рабочую точку. В предосцилляционном режиме параметрический контур "раскачивается" затравочным сигналом, и в процессе возбуждения фаза затравочного сигнала навязывается параметрическому сигналу. Колебания параметрического генератора ПГ через циркуляторы Ц4, и Ц6 поступают в антенную систему на излучение. Срыв колебаний параметрического генератора осуществляется подачей на диод ПГ импульса гашения ИГ1, открывающего диод. Открытый диод "обнуляет" добротность, и остаточные собственные колебания параметрического контура, через несколько периодов (практически мгновенно) затухают.

Прием отраженного сигнала осуществляется периодически с частотой 10 МГц через каждые »15 нс после срыва колебаний параметрического генератора ПГ. Режим приема реализован бинарным квантованием на ПКФ входного сигнала в стохастический код длиной »10⁵ на несущей частоте. Отраженный сигнал из антенной системы через циркулятор Ц6, вентиль и циркулятор Ц7 поступает на вход ПКФ, выполненный по одноконтурной схеме на диоде типа сотовой структуры. Тактирование ПКФ осуществляется импульсным сигналом накачки частоты 2f₀, снимаемым с циркулятора Ц5 через амплитудный модулятор АМ2 (L₀<0.5 дБ, L_м>15 дБ, t<1 нс ), управляемый импульсом гашения ИГ2, и развязывающий вентиль. Для исключения ударного возбуждения ПКФ, уменьшения шумов включения и обеспечения предосцилляционного фильтрующего интегрирования входного сигнала передний фронт тактирующего сигнала накачки затянут. Это обеспечивает повышение сигнальной чувствительности ПКФ и всего комплекса. Квантованный в коде ССС на несущей частоте сигнал снимается с ПКФ (0.2 мВт) и через циркулятор Ц7 и систему вентилей, обеспечивающих развязку ПКФ по опорному сигналу не менее 110 дБ и ослабляющих сигнал на 3 дБ, подается на фазовый детектор, выполненный в виде волноводного КВЧ сумматора (+) и амплитудного детектора АД (К_д³ 1.2 В/мВт, t < 1 нс). Указанная выше развязка необходима для того, чтобы устранить (ослабить) влияние опорного сигнала на выборочную фазировку ПКФ в процессе предосцилляционного интегрирования. Далее детектированный сигнал на тактируемом компараторе К приводится к уровням ТТЛ и через магистральный усилитель МУ выдается в блок цифровой обработки сигнала.

Цифровая обработка представляет собой корреляционную расфильтровку радиальных каналов, разделение канальных стохастических кодов на квазикогерентные фрагменты и перевод этих фрагментов из ССС кода в позиционный. Далее осуществляется поканальная фильтрация на полной базе.

2. Результаты испытаний

Совместные лабораторные испытания модуля проводились в апреле 1987 г. в НИИ «САТУРН». В таблицу сведены результаты измерения статистической чувствительности ПКФ в составе модуля по 50 сериям длиной 10⁵ для каждой измеренной точки. В правом столбце приведены значения параметра К, характеризующего превышение выходного сигнала над шумом, выраженные через вероятность правильного фазирования, по формуле

(1)

где – вероятность правильного фазирования при отсутствии (максимальном ослаблении) входного сигнала, l – число испытаний, n_pi – число "единиц" в стохастическом коде длиной N при i-м испытании.

Из таблицы следует, что предельная чувствительность приемного канала на базе N=10⁵ составляет –174 дБВт. Это соответствует уровню собственных шумов –124 дБВт.

На рис. 2 приведены графики синфазной P⁺и противофазной P^– чувствительности, построенные по данным таблицы. Из рис. 2 видно, что, в силу естественной асимметрии вольт-фарадной характеристики параметрического диода ПКФ, проявляется незначительное отличие синфазной и противофазной характеристик фазирования.

Таблица

Входная мощность [дБВт]	Вероятность правильного фазирования		К
Входная мощность [дБВт]	Р⁺	Р^-	К
-¥	0.5027	0.4986	0
-174	0.5045	0.5003	1
-168	0.5063	0.5020	2
-165	0.5080	0.5037	3
-162	0.5097	0.5053	4
-160	0.5114	0.5072	5
-139	0.5997	0.5941	–
-133	0.6999	0.6929	–
-128	0.8002	0.7932	–
-125	0.8998	0.8929	–
-123	0.9496	0.9442	–

Из графиков следует, что при расстройках более 200 МГц помеха может более чем на 60 дБ превышать сигнал. При уменьшении расстройки до нуля устойчивость снижается до 30 дБ. На рис. 3 приведено семейство графиков, характеризующих влияние величины частотной расстройки и уровня мощности помехи на уровень выходного сигнала (кривые 1-4). Там же показаны графики зависимостей уровня выходного сигнала при воздействии помехи с нулевой расстройкой для нескольких значений уровня сигнала на входе ПКФ (кривые 5-8). Данные получены при фиксированной мощности входного сигнала (-125дБВт) и расстройках по частоте: 200 МГц (кривая 1), 150 МГц (кривая 2), 100 МГц (кривая 3) и 50 МГц (кривая 4). На осях абсцисс рис. 2 и 3 отложено отношение мощности помехи к мощности сигнала P_П/P_C на входе ПКФ.

Комплексная стыковка аппаратных средств КВЧ скаттерометра проводилась совместно НПО «АЛМАЗ» и НИИ «САТУРН». Результаты измерений характеристик, аналогичных представленным на рис. 2 и 3, выполненные в процессе стыковки в составе измерительного комплекса дистанционного зондирования (в масштабе индицируемого напряжения) представлены графиками на рис. 4 и 5, соответственно. Из данных рис. 4 и 5 следует, что ПСП, используемая для модуляции зондирующего сигнала, и соответствующая обработка принимаемого сигнала практически не влияют на выходные характеристики КВЧ модуля. Данные рис. 6 показывают, что синфазно-противофазная асимметрия чувствительности (как и на рис. 2) несущественно ухудшает системную чувствительность. Данное обстоятельство с учетом регулярного и плавного закона изменения фазовой чувствительности позволяет применить ПКФ в качестве активного элемента фазированных решеток для различных измерительных комплексов.

Испытания КВЧ скаттерометра на вертолетной летающей лаборатории, выполненные в 1987-1990 г.г. совместно НПО «АЛМАЗ» и ИРЭ РАН (г. Москва) подтвердили правильность теоретических предпосылок, заложенных в основу разработки комплекса, и определили перспективность этого направления реализации аппаратных средств геофизических измерительных комплексов дистанционного зондирования с использованием новых информационных технологий [7-9].

3. Некогерентный метод синтеза импульсного объема для геофизических комплексов дистанционного зондирования

Другая проблема синтеза радиолокационных комплексов связана с противоречивыми требованиями уменьшения габарита и веса при одновременном повышении угловой разрешающей способности. Анализ известного метода синтеза искусственной апертуры антенны выявил противоречие между требованием очень высокой точности пространственной синхронизации и реализуемым разрешением. Так, например, в диапазоне ММВ траекторная точность должна быть не более 1 мм, в то время как разрешающая способность обычно порядка 1 м. Отличие в 1000 раз связано с когерентностью, навязывающей масштаб длины волны зондирующего сигнала.

Рис.7. Видеоклип, иллюстрирующий синтезирование эталона на основе преобразования Радона. Итерации NN 0 – 127 следуют с интервалом 1 сек. Клип запускается по щелчку мыши на рисунке.

Клип предназначен для просмотра стандартными кодеками и утилитами, поставляемыми Microsoft с ОС Windows ME – 2000 – XP. При необходимости версии универсального проигрывателя и/или Windows Media Player можно скачать/обновить с сайта www.microsoft.com . AVI-файл с клипом можно также скачать здесь

Для того, чтобы масштабом выступала требуемая разрешающая способность, необходим переход к некогерентному методу синтеза импульсного объема. Результаты отработки программных средств, реализующих возможности получения высокой разрешающей способности при использовании слабонаправленной антенной системы, представлены на рис. 7.

Математическая модель имела следующие параметры:

§ Дальность – 600 пикселей;

§ Радиус зондируемой области – 300 пикселей (соответствует угловой разрешающей способности 1 радиан или 58 градусов);

§ Радиальная разрешающая способность – 1 пиксель;

§ Число зондирований – 128 (можно изменять);

§ Диапазон ракурсов 0-360°;

§ Ракурсная расстановка точек зондирования – эквидистантная;

§ Точность пространственной синхронизации в динамике радиолокационной экспозиции – 1 пиксель.

Более подробно данные вопросы будут рассмотрены в ряде монографий, выходящих в издательстве "Радиотехника" в 2003 г. с участием авторов (аннотации здесь).

Выводы

1. Результаты лабораторных и летных испытаний комплекса дистанционного зондирования на базе системообразующего элемента ПКФ с квазинепрерывным ФКМ сигналом подтвердили перспективность данного нового направления в создании геофизических информационных измерительных комплексов.

2. Результаты отработки программных средств и новых информационных технологий для комплекса дистанционного зондирования показали перспективность некогерентного метода синтеза импульсного объема [14] с целью формирования высокоинформативного радиолокационного растра.

3. Функционал ошибки между синтезированным эталоном и реальным изображением, определяемый интегральной дисперсией по всему растру, не зависит от параметров зондирующего сигнала и определяется точностью пространственной синхронизации в процессе радиолокационной съемки.

Литература

1. Акушский И.Я., Юдицкий Д.И. Машинная арифметика в остаточных классах. –М.: Сов. Радио, 1968. 440 с.

2. Яковлев В.В., Федоров Р.Ф. Стохастические вычислительные машины. –Л.: Машиностроение, 1974. 344 с.

3. Федоров Р.Ф., Яковлев В.В., Дорбис Г.В. Стохастические преобразователи информации. –Л.: Машиностроение, 1978. 304 с.

4. Потапов А.А. Фракталы в радиофизике и радиолокации. М.: Логос, 2002. 664 с.

5. Кнорре К.Г., Тузов В.М., Шур Г.И. Фазовые и частотные информационные СВЧ элементы. –М.: Советское радио, 1975. 352 с.

6. Комолов В.П., Трофименко И.Т. Квантование фазы при обнаружении радиосигналов. –М.: Советское радио, 1976. 244 с.

7. Бункин Б.В., Гассанов Л.Г., Опаленов Ю.В. и др. Радиолокационное устройство // Авторское свидетельство N 322280, приоритет изобретения 16 ноября 1989 г.

8. Опаленов Ю.В., Струков А.З., Зверев А.З. и др. Радиолокационное устройство // Авторское свидетельство N 233901, приоритет изобретения 7 мая 1985 г.

9. Опаленов Ю.В., Потапов А.А., Федюнин С.Ю. Радиофизический измерительный комплекс со сложным ФМ сигналом в диапазоне миллиметровых волн // Радиотехника. 1991. N 11. С. 67-70.

10. Опаленов Ю.В., Потапов А.А., Соколов А.В. Цифровые когерентные радиолокационные станции со сложным сигналом в диапазоне сантиметровых и миллиметровых волн //Электромагнитные волны и электронные системы. 1996. Т. 1, N 1. С. 103-107.

11. Opalenov U.V., Potapov A.A., Sokolov A.V. Solid Digital Millimeter Radar with Phase-Manipulated Signal // Final Progr. PIERS – Workshop on Advance in Radar Methods, Baveno, Italy. – European Commission: Joint research Centre, 1998. P. 96.

12. Опаленов Ю.В., Потапов А.А. Стохастические сигналы и преобразование Радона при получении растровых радиолокационных изображений микроволновым цифровым радиолокатором с фрактальной обработкой информации // Радиотехника и электроника. 2000. Т. 45, N 12. С. 1447-1458.

13. Опаленов Ю.В., Потапов А.А. Фракталы, преобразование Радона в радиолокаторах с обработкой на несущей частоте и перспективы их применения // Зарубежная радиоэлектроника. Успехи современной радиоэлектроники. 2001. N 4. С. 3-15.

14. Опаленов Ю.В., Потапов А.А. Способ синтеза радиолокационного изображения и устройство для его осуществления. Патент на изобретение. Заявка N 2001116248/09 (017637) с приоритетом от 18.06.2001.

оглавление

дискуссия