О влиянии временной дискретизации на направленность цифровой КВ многоканальной приемной антенной системы.

УДК 621.396.49

О ВЛИЯНИИ ВРЕМЕННÓЙ ДИСКРЕТИЗАЦИИ НА НАПРАВЛЕННОСТЬ ЦИФРОВОЙ КВ ПРИЕМНОЙ МНОГОКАНАЛЬНОЙ АНТЕННОЙ СИСТЕМЫ

А. А. Ворфоломеев

ФГБОУ ВПО «Омский государственный технический университет»

Статья получена 14 октября 2014 г.

Аннотация. В работе произведена оценка влияния временнóй дискретизации принимаемых сигналов на направленность КВ приемной многоканальной антенной системы с цифровым управлением положений формируемых в пространстве диаграмм направленностей и предложены пути повышения направленных свойств такой системы.

Ключевые слова: кольцевая антенная решетка, диаграмма направленности, временнáя дискретизация.

Abstract: Estimation of the influence of time sampling of received signals on the orientation of HF-band receiving multi-channel antenna system with digital control of positions of directional diagrams formed in space is made and ways of extension of directional properties of such system are offered.

Key words: ring antenna array, directional diagram, time sampling.

Введение.

Перспективным направлением разработки КВ приемных многоканальных антенных систем (ПрМАС) является их реализация на основе фазированных антенных решеток (ФАР) c цифровым диаграммообразованием и управлением положениями формируемых в пространстве диаграмм направленностей (ДН) [1, 2, 3]. При этом параметры КВ ПрМАС, такие как диапазонность, коэффициент направленного действия (КНД), уровень боковых лепестков, точность ориентации и пределы изменения положения в пространстве биссектрисы формируемой ДН и т.д. в значительной степени определяются характеристиками пространственно-временнóй дискретизации осуществляемой в ПрМАС [4, 5].

Цель работы – анализ влияния временнóй дискретизации принимаемых сигналов на направленность КВ ПрМАС, приемными трактами которой являются многоканальные цифровые радиоприемные устройства (ЦРПУ) с прямым аналого-цифровым преобразованием.

Временнáя дискретизация в ПрМАС сигналов, поступающих от радиоабонентов (РА), реализуется в каждом из MN цифровых каналов (трактов) из состава многоканальных ЦРПУ, где M – количество независимых формируемых в пространстве ДН, N – количество антенных блоков или единичных антенных элементов (АЭ) в антенной решетке (АР) [6].

Анализ влияния временнóй дискретизации в данной работе представлен на примере кольцевой антенной решетки (КАР) [7]. Предложенный в работе алгоритм может быть применен к другим конфигурациям АЭ (линейной, прямоугольной, гексоганальной и т.д.) при условии использования аналитических моделей нахождения ДН АР этих конфигураций. Аналитика дискретного управления фазами линейной АР рассмотрена в [8].

Алгоритм ДН КАР с идеальным фазированием.

Исходными данными алгоритма ДН КАР являются: f_s – рабочая частота; D – расстояние между антенными элементами; N – количество антенных элементов; φ₀ – направление прихода луча в азимутальной плоскости; Δ₀ – направление прихода луча в угломестной плоскости.

Вычисляется волновое число, где λ – длина волны и радиус АР:

Фазы тока для каждого АЭ:

, где - номер i-го АЭ.

ДН КАР в азимутальной плоскости:

ДН КАР в угломестной плоскости:

Далее ДН нормируются:

, .

В ЦРПУ принятый аналоговый сигнал преобразуется в цифровой вид с частотой дискретизации АЦП f_d, т.о. шаг отсчетов без применения интерполяции и децимации соответствует 1/ f_d.

В описанном алгоритме нахождения ДН КАР значения φ_{curr_i}, являются идеальными при формировании ДН. В случае же ЦРПУ с прямым аналого-цифровым преобразованием и последующем цифровом фазировании значения фаз могут не соответствовать требуемым. Это объясняется тем, что взятие дискретов при оцифровывании сигнала имеет шаг 1/ f_d, а требуемая фаза в данном канале может быть не кратна данному шагу, в таком случае необходимо либо брать ближайший к требуемому значению фазового набега дискретный отсчет, либо вводить предварительную интерполяцию сигналов. При взятии ближайшего дискретного отсчета возникает ошибка фазирования равная разнице набега фазы между значениями взятого отсчета и требуемого.

Алгоритм ДН КАР с учетом дискретизации сигнала.

Фаза тока каждого АЭ с учетом частоты дискретизации φ_curr_{_}_id, без повышения частоты за счет применения интерполяции определяется по следующей методике:

Рассчитывается количество отсчетов, приходящееся на один период сигнала на рабочей частоте f_s:

Далее вычисляется единичное значение фазы, сосредоточенное между двумя ближайшими (соседними) отсчетами при заданной f_d:

Вычисляется количество отсчетов, необходимое для получения фазовой задержки φ_curr_{_}_i:

Значения m_id как правило являются дробными и зависят от f_d и f_s. Для получения реального значения сдвига фазы значение m_id необходимо округлить {m_id} ({} - округление до ближайшего целого числа).

Из приведенной методики можно вычислить значение фазового сдвига для i ‑ го АЭ с учетом дискретизации:

Подставляя полученное значение φ_curr_{_}_id в аналитику нахождения ДН КАР вместо φ_curr_{_}_i получим ДН в азимутальной и угломестной плоскостях с учетом дискретности фазового сдвига для каждого АЭ.

На рисунках 1 – 3 показаны сечения ДН КАР (N = 8, 16, 32; R = 30 м (R – радиус КАР), f_s = 9, 21, 30 МГц, φ₀= 120º, Δ₀= 10º, f_d= 60, 120 МГц) в азимутальной плоскости.


а) N = 8	б) N = 16	в) N = 32
Рис. 1. Азимутальное сечение ДН КАР при f_s = 9 МГц


а) N = 8	б) N = 16	в) N = 32
Рис. 2. Азимутальное сечение ДН КАР при f_s = 21 МГц


а) N = 8	б) N = 16	в) N = 32
Рис. 3. Азимутальное сечение ДН КАР при f_s = 30 МГц

На рисунках 4 – 6 показаны зависимости значений максимума главного лепестка ДН КАР (нормированного к максимуму главного лепестка ДН с идеальным фазированием), сформированной цифровым способом, от азимутального угла на который производится фазирование (N = 8, 16, 32; R = 30 м, f_s = 21 МГц, φ₀ = 0…360º, Δ₀ = 10º, f_d = 60, 100, 150, 200 МГц). Т.о. на рисунках 4 – 6 отражена зависимость снижения энергетического потенциала КАР (N = 8, 16, 32, R = 30 м) при движении луча ДН в азимутальной плоскости (φ₀ = 0…360º) с углом возвышения луча ДН Δ₀ = 10º на частоте принимаемого сигнала f_s = 21 МГц.

Рис. 4. Зависимость максимума главного лепестка ДН (нормированного к максимуму главного лепестка ДН с идеальным фазированием), от азимутального (сфазированного) угла (φ₀ = 0…360º ), N = 8

Рис. 5. Зависимость максимума главного лепестка ДН (нормированного к максимуму главного лепестка ДН с идеальным фазированием), от азимутального (сфазированного) угла (φ₀ = 0…360º ), N = 16

Рис. 6. Зависимость максимума главного лепестка ДН (нормированного к максимуму главного лепестка ДН с идеальным фазированием), от азимутального (сфазированного) угла (φ₀ = 0…360º ), N = 32

Выводы.

1. Результаты исследования показали на высоких частотах 21, 30 МГц наличие большого количества боковых лепестков с уровнем, соизмеримым с величиной главного лепестка ДН КАР (Рис. 3), что фактически не позволяет провести селекцию выделенного направления, при этом происходит и одновременное снижение уровня главного лепестка ДН при частотах дискретизации 60 МГц и 120 МГц до ~40% и ~10% соответственно (Рис. 3).

2. При формировании ДН КАР цифровым способом шаг фазирования по азимуту не ограничен и может принимать любые значения (0…360º) в азимутальной плоскости, при этом происходит снижение энергетического потенциала главного лепестка ДН периодически, число периодов соответствует количеству АЭ в АР (рис. 4 – 6), а величина снижения зависит от частоты дискретизации приемных трактов ПрМАС (рис. 4 – 6) и может достигать ~22% (для исследуемых в работе случаев).

3. Повышение направленных свойств цифровой ПрМАС достигается за счет:

- использования КАР с несколькими кольцами (подрешетками), где каждое кольцо должно иметь конфигурацию АЭ, соответствующего поддиапазона частот (пример ДН при оптимальной конфигурации кольца на рис. 1);

- увеличения количества АЭ в АР, что приводит к снижению уровня боковых лепестков (Рис. 2);

- увеличения частоты дискретизации принимаемого сигнала в приемных трактах ЦРПУ (частота дискретизации 150 МГц может снижать эффективность КАР до ~4% в сравнении с диаграммой направленности, сформированной идеальным фазированием, рис. 4 – 6).

Литература

1. Патент №72105, РФ, МПК Н04В 1/06 Приемный радиоцентр / В.С. Будяк, В.П. Кисмерешкин, П.В. Горяев, В.П. Тушнолобов – Опубл. 2008, Бюл. №9.

2. Будяк В.С., Ворфоломеев А.А., Кисмерешкин В.П. Схемы построения коротковолновых приемных многоканальных антенных систем // Вестник Академии Военных наук. – 2009. – №3 (28). – С. 43-46.

3. Азаров Г.И., Трошин Г.И., Ильинский А.С. Актуальные вопросы проектирования антенно-фидерных устройств средств радиосвязи и радиовещания: монография. – М.: Сайнс-Пресс, 2001. – 72 с.

4. Патент №2426204, РФ, МКИ H01Q 21/00. Коротковолновая приемная многоканальная антенная система / В.С. Будяк, В.П. Кисмерешкин, В.П. Тушнолобов, П.В. Горяев, А.А. Ворфоломеев – Опубл. 2011, Бюл. №22.

5. Будяк В.С., Ворфоломеев А. А. Дискретизация в приемных антенных системах. // Докл. VI Всеросс. науч.-техн. конф. «Радиолокация и радиосвязь», М.: изд. JRE – ИРЭ им. В.А. Котельникова РАН, 2012. – Т.1. – С. 288 – 293.

6. Горяев П.В., Будяк В.С., Тушнолобов В.П., Ворфоломеев А.А. Влияние пространственно-временнόй дискретизации сигналов на характеристики КВ приемных многоканальных антенных систем // Материалы III Всеросс. науч. – техн. конф. «Россия молодая: передовые технологии в промышленность!», Омск: Изд. ОмГТУ, 2010. – Кн.1. – С.146 – 151.

7. Айзенберг Г.З., и др. Коротковолновые антенны. – М.: «Радио и связь», 1985. – 536 с.

8. Гращенко Ю.Г. Анализ влияния дискретного управления фазами на характеристики антенной решетки. // Антенны. – 2008. Вып.5 (132). – С.29 – 36.