Согласование антенны тэга с микрочипом для систем радиочастотной идентификации

 

А. С. Андренко^*, А. A. Бабаскин^**, В. И. Калиничев^***, А. Г. Курушин^****
 

^*Fujitsu Labs, Yokosuka, Japan; ^**RF MTech, Seoul, Korea; ^***ИРЭ РАН, Москва;

^**** Академия Образования, Москва

Получена 28 декабря 2007 г. 

Предложен и проанализирован метод согласования с помощью сосредоточенных реактивных элементов антенны тэга с микрочипом для RFID приложений в микроволновом диапазоне. Рассмотрен пример применения данного метода.

 

Введение

В настоящее время радиочастотная идентификация (RFID по принятой международной терминологии) является одной из быстро развивающихся технологий в области беспроводных коммуникаций ближнего действия [1, 2]. Ключевыми элементами в любой системе  RFID являются опрашивающее приемо-передающее устройство, или ридер (interrogator, reader) и радиометка, транспондер  или тэг (tag).  Тэг состоит из небольшой сравнительно с длиной волны планарной антенны, c которой одним из способов интегрируется микрочип, изготовленный с использованием полупроводниковой технологии. В зарубежных публикациях для микрочипа часто используется также термин ASIC- Application Specific Integrated Circuit. Отметим, что в настоящее время для проектирования и изготовления тэгов развивается также технология на основе акустических поверхностных волн, в которой чипы не используются [1, 3].

В большинстве современных приложений тэги являются пассивными устройствами, не использующими каких-либо батареек для питания электронной схемы. Когда такой пассивный тэг находится в поле падающей волны, распространяющейся от ридера, на зажимах чипа возникает напряжение постоянного тока, которое является результатом работы встроенной в чип схемы выпрямителя-удвоителя на диодах Шоттки. После достижения определенного порога это напряжение активирует чип и переводит его в рабочее состояние, в котором он посылает в направлении ридера определенную информацию, записанную в памяти чипа. Информация посылается путем модуляции входного импеданса чипа - переключения между режимами короткого замыкания и размыкания его зажимов. Так как  переключение происходит в соответствии с записанной информацией, то эта информация передается ридеру через амплитудную модуляцию отраженного от  тэга сигнала (backscattering modulation). Во многих приложениях микроволновых RFID систем желательно иметь максимальное расстояние чтения, при котором ридер способен принять и детектировать слабый ответный сигнал тэга на фоне достаточно сильных интерферирующих паразитных сигналов. Это расстояние зависит от нескольких факторов, и при действующих ограничениях на максимальную мощность передатчика и коэффициент усиления передающей антенны ридера, оно в первую очередь зависит от степени согласования импедансов антенны тэга и чипа, на который эта антенна нагружена (см. формулы (1), (2) в [4]).

Так как характеристики тэга в сильной степени влияют на эффективность работы всей системы RFID, вопросам их проектирования  и согласования антенны и чипа посвящено достаточно много работ, число которых с каждым годом возрастает. Примером могут служить некоторые доклады, представленные на последней конференции IEEE AP-S [5-14], а также недавняя статья [15].  Несмотря на разнообразие разработанных к настоящему времени конструкций тэгов, нельзя сказать, что уже сложились и существуют теоретические основы и методы их проектирования и согласования. В существующих работах этим вопросам  уделяется мало внимания.  Относительно методов согласования отмечается лишь, что для заданных параметров чипов, доступных на рынке в настоящее время, предпочтительны методы т.н. прямого согласования (direct match) без использования внешней согласующей схемы с сосредоточенными элементами, поскольку такая схема усложняет и удорожает процесс производства тэга. Однако прямое согласование не является четко определенной и алгоритмизированной процедурой и не исключает тех случаев, когда согласующие сосредоточенные элементы могут быть изготовлены по одной печатной технологии с самой антенной. В этом случае вычленение из интегральной согласованной  антенны согласующих элементов являются весьма условным.

Специфика процедуры прямого согласования и сложности, возникающие при непосредственном применении этого метода, хорошо проявляются на примере подключения чипа к антеннам дипольного и петлевого типов, которые являются наиболее распространенными в практике проектирования тэг-антенн. Известно, что в параллельной эквивалентной схеме чип представляется достаточно большим (здесь и ниже в сравнении с 50 ом) активным сопротивлением, включенным параллельно входной емкости чипа. В последовательной эквивалентной схеме чип представляется последовательной RC цепочкой с достаточно  малым активным сопротивлением, в которой доминирующей является реактивная емкостная  составляющая входного импеданса чипа (см. далее в разделе 1). Для её компенсации входной импеданс антенны должен иметь достаточную большую индуктивную реактивность, то есть ненагруженная антенна  должна быть нерезонансной.  В случае антенн дипольного типа, - это диполь с длиной плеч, которые  необходимо должны быть больше резонансной длины (в ненагруженном состоянии). В случае антенн петлевого типа, - это петля с периметром, который необходимо должен быть меньше резонансного периметра. Как следствие, в первом случае активная часть импеданса антенны слишком велика, а во втором случае, - слишком мала. Кроме сложностей с согласованием импедансов антенны и чипа, дополнительными осложняющими обстоятельствами являются слишком большие линейные размеры диполя в первом случае и слишком узкая полоса частот и низкая эффективность излучения во втором.

Существуют разные способы преодоления этих проблем, которые в своем большинстве являются весьма нетривиальными в практической реализации.  Как результат, наряду с прочими характеристиками спроектированных антенных структур, можно отметить, что часто они имеют весьма необычную топологию, и их уже трудно отнести к какому-то определенному типу антенн с заранее известными типичными характеристиками. Надо также  принять во внимание, что кроме требования согласования импедансов  антенны и чипа во многих приложениях не менее важными являются такие характеристики антенны, как диаграмма направленности, поляризация, эффективность излучения, ширина полосы, а в некоторых случаях и многополосность. Поэтому по существующему мнению решение такой многопараметрической задачи, как проектирование тэг-антенн, в настоящее время  является скорее искусством, чем устоявшейся формализованной процедурой.

В данной работе мы предлагаем метод и алгоритм согласования импедансов антенны и чипа, основанный на использовании сосредоточенных реактивных  элементов (использование резистивных элементов абсолютно неприемлемо в технологии пассивных транспондеров). Представлены простые формулы для вычисления величин согласующих элементов по заданным импедансам чипа и антенны, которые требуется согласовать. Чтобы обозначить область применения предлагаемого метода, отметим, что он представляется полезным прежде всего в тех ситуациях, когда согласующие элементы могут быть изготовлены по печатной технологии одновременно с антенной  и интегрированы с ней в едином технологическом цикле. Кроме того, в рамках предложенной схемы согласования, полученные выражения позволяют рассмотреть все возможные комбинации согласующих элементов для данных параметров чипа и согласуемой антенны и выбрать наиболее подходящий в данной конкретной ситуации вариант с точки зрения практической реализации.

 

1.      Схема согласования и определение величин согласующих элементов

Обозначим входной импеданс чипа в последовательной эквивалентной схеме , а входной импеданс антенны . Характерными для существующих чипов являются значения=5…30 Ом и= -(200…800) Ом, т.е. как было отмечено выше, входной импеданс имеет большую емкостную составляющую и сравнительно небольшую активную составляющую. Как известно, для  максимальной передачи мощности от генератора в нагрузку их импедансы должны быть комплексно-сопряженными. Поэтому импеданс антенны, приведенный к зажимам чипа, должен иметь достаточно большую индуктивную составляющую и небольшую активную составляющую, равную активной составляющей импеданса чипа.

Если удается простым образом подобрать (или угадать) конструкцию антенны так, что для нее условие комплексного сопряжения импедансов в точках подключения чипа выполняется с достаточной на практике точностью, то нет необходимости введения дополнительных согласующих элементов.

Однако в тех случаях, когда этого не удается сделать, может оказаться полезным и эффективным алгоритм и способ согласования путем введения дополнительных согласующих реактивных элементов в проектируемую антенну так, чтобы трансформировать ее импеданс к нужной величине на зажимах чипа. При этом надо использовать, по крайней мере, два элемента, так как необходимо обеспечить согласование импедансов и по обеим активной и реактивной составляющим. Эти согласующие элементы могут иметь различную форму планарных (печатных) сосредоточенных или квази-сосредоточенных индуктивностей и емкостей, например, отрезок высокоомной линии, меандр, спираль, встречно-штыревая емкость, емкость типа металл-диэлектрик-металл, шлейф и др. В этом случае согласующие элементы удачно и естественно интегрируются с исходной антенной. Менее предпочтительным, но в принципе возможным, является использование также сосредоточенных элементов L, C в виде чипов в том случае, когда их величины трудно реализовать с помощью печатной технологии. Такие чипы можно включить в определенный участок tag-антенны в том же цикле, что и основной полупроводниковый чип (ASIC). Очевидно, что это несколько усложняет и удорожает процесс производства тэга.

В [16] приведены восемь различных комбинаций согласующих Г-образных цепочек из двух элементов L и/или C. Схематически они показаны на рис. 1 a-h.  Значения согласующих элементов в них можно относительно просто определить по заданным значениям импедансов чипа и антенны. (Говоря об импедансе антенны, здесь имеем в виду импеданс ненастроенной антенны). Для этого надо, например, записать импеданс антенны, трансформированный к зажимам чипа с помощью согласующей цепи, и приравнять его комплексно сопряженному импедансу чипа. В результате получаем квадратное уравнение относительно одного из согласующих элементов L  или C, в котором коэффициенты выражаются через известные реальные и мнимые части импедансов антенны и чипа. Формально это уравнение имеет два  решения, но они могут иметь, а могут не иметь положительных физических  значений в зависимости от конкретных величин согласуемых импедансов на рабочей частоте. Подробнее об этом сказано ниже.

Вкратце продемонстрируем этот метод вывода формул для согласующих элементов в варианте согласования, показанном на рис.1а.  Реальная и мнимая части импеданса антенны , трансформированного к зажимам чипа с помощью согласующей цепочки , имеют следующий вид:

 

  ,                                        (1)

 

 ,                              (2)

 

где , - рабочая частота. Приравнивая (1) реальной части чипа , а (2) – мнимой части чипа с противоположным знаком , получаем квадратное уравнение относительно :

 

                                   (3)

 

 

Рис. 1. Возможные комбинации из двух согласующих реактивных элементов L, C

 

 

Решениями данного уравнения являются два значения:

 

                             (4)

 

Соответствующие им значения  :

 

                             (4а)

 

Для структуры на рис. 1b в формулах (4), (4а) надо заменить составляющие импедансов ,на соответствующие им составляющие, :

 

                                (5)

 

                              (5а)

 

Таким же способом могут быть получены аналогичные формулы и для других вариантов согласующих цепочек, представленных на рис.1.

Для структуры на рис. 1c:

 

                        (6)

 

                         (6а)

 

 

Для структуры на рис. 1d:

 

                        (7)

 

                         (7а)

 

 

Для структуры на рис. 1e:

 

                            (8)

 

                            (8а)

 

 

Для структуры на рис. 1f:

 

                             (9)

 

                             (9а)

 

 

Для структуры на рис. 1g:

 

                              (10)

 

                                 (10а)

 

 

Для структуры на рис. 1h:

 

                               (11)

 

                                 (11а)

 

Следует отметить, что некоторые из этих вариантов согласования  могут быть всегда физически реализованы при условии<0, >0 , так как в таких вариантах значения согласующих элементов всегда положительны и, следовательно, физически определены. Примером является структура на рис. 1а, определяемая формулами (4), (4а), когда в них выбран верхний знак перед корнем. Кроме того, есть условно (не всегда) реализуемые варианты согласования, в зависимости от конкретных значений  составляющих, . Примером служит та же структура на рис. 1а, когда в формулах (4), (4а) выбран нижний знак перед корнем. И, наконец, некоторые варианты согласования из представленных на рис.1, в принципе не могут быть физически реализованы, так как  для них всегда получаем отрицательные значения одного, либо обоих  согласующих элементов при <0, >0. Например, такой является структура на рис. 1b, описываемая формулами (5), (5а), когда в них выбран нижний знак перед корнем. Это свидетельствует о том, что импедансы ,  с реактивными составляющими противоположного знака не могут быть согласованы с помощью данной согласующей структуры ни при каких физических  значениях согласующих элементов. Все представленные выше варианты согласования могут быть наглядно проиллюстрированы на диаграмме Вольперта-Смита.

Таким образом, описанный подход к согласованию антенны и чипа является регулярным, то есть всегда позволяет по заданным величинам их импедансов и в рамках принятой схемы согласования определить возможность согласования и величины согласующих элементов. Отметим возможный прием согласования, который следует из вышеописанного метода. Его суть в следующем. В практике проектирования может быть полезной и обратная постановка задачи, а именно: по заданным (желаемым) величинам согласующих элементов определить, в каком соотношении должны для этого находиться импедансы антенны и чипа. Это дает возможность, в частности, уменьшить число согласующих элементов до одного. Например,  задавая  для структуры 1.b условие нулевой согласующей индуктивности, получаем условия на величину импеданса антенны (при заданном импедансе чипа), при котором их согласование может быть достигнуто только с помощью одной емкости. Можно трактовать эту ситуацию так, что роль согласующей индуктивности в схеме согласования берет на себя  индуктивность антенны. Схема согласования как бы "проглатывает" индуктивность антенны. Отсюда термин "swallowing" - иногда встречающееся в литературе название такой техники согласования реактивно-активных контуров. Заметим, что, по сути, такое вычленение из  активно-реактивной антенны ее реактивной составляющей и "проглатывание" ее схемой согласования в качестве необходимого для себя реактивного элемента представляет собой процедуру согласования антенны уже как чисто активного контура. Это, при определенных условиях, дает возможность согласования в более широкой полосе частот. Реализация описанной техники "swallowing" уже не является полностью регулярной и формализованной процедурой, что является своеобразной платой за те преимущества, которые она может обеспечить: уменьшение числа согласующих элементов и более широкополосное согласование. Однако дальнейшее развитие этого подхода для согласования тэг-антенны и чипа выходит за рамки данной статьи.
 

2. Некоторые варианты реализации планарных реактивных элементов
 

Кратко опишем два возможных варианта реализации печатных сосредоточенных реактивных элементов L и C.

 

А. Индуктивность

Наиболее простым вариантом реализации сосредоточенной печатной индуктивности является отрезок высокоомной линии (рис. 2а), используемый для получения сравнительно небольших значений индуктивности (типичными являются значения до 3 нГ).
 

а                                                                               б

 

Рис. 2. Примеры реализации печатной индуктивности (а) и емкости (б)

 

 Ниже представлены формулы определяющие величину индуктивности и добротности в зависимости от геометрии и параметров подложки [17].

                       (12)

 

где W, l и t ширина, длина и толщина линии, соответственно, l задано в мкм;

                                        (12a)

 

для 5 <W/t<100,   - поверхностное сопротивление в омах на квадрат для проводника линии.

В формуле (12) K_g – коэффициент, учитывающий влияние металлизации нижней стороны подложки, который проявляется в том, что величина индуктивности уменьшается  с уменьшением толщины подложки. В первом приближении он может быть определен по формуле [17]:

                                             (13)

 

для (W/h)>0.05, где h – толщина подложки.

Добротность индуктивности вычисляется по формуле

                                                          (14)

 

Б. Емкость 

Типичной реализацией печатной сосредоточенной емкости является встречно-штыревая конструкция, показанная на рис. 2б. Эта структура позволяет получать значения емкости обычно до 1 пФ. Величина емкости в зависимости от геометрии и параметров материалов определяется следующей формулой [17]:

,                  (15)

 

где - длина штырей, заданная в мкм, W –ширина штырей, которая в данной формуле полагается равной зазору между ними, n-число штырей (n=3 на рис. 2б), ε_r – относительная диэлектрическая проницаемость подложки. В формуле (15) предполагается, что толщина подложки h намного больше, чем ширина штырей W.

Составляющая добротности за счет потерь в проводниках

   ,                                                         (15a)     

 

где . Составляющая добротности за счет потерь в диэлектрике Q_d = 1/tanδ ,

где tanδ - тангенс угла диэлектрических потерь. Суммарная добротность

                                                              (16)

 

Необходимо отметить, что представленные выше формулы для печатных сосредоточенных реактивных элементов справедливы в том случае, если подложка металлизирована. При проектировании тэгов чаще встречаются ситуации, когда подложка не содержит металлизации. В этом случае представленные выше формулы, строго говоря, не являются справедливыми, и насколько известно авторам, не существует аналогичных простых формул для печатных элементов на подложках без металлизации. Поэтому в такой ситуации для первоначальной оценки необходимых параметров согласующих L, C по требуемым их значениям можно воспользоваться известными формулами для металлизированных подложек, а затем подстроить их в численных расчетах для антенны без металлизации.

Более детальная информация о проектировании сосредоточенных и квази-сосредоточенных планарных индуктивностей и емкостей, которые можно использовать в качестве согласующих элементов, содержится в [16-18].

 

 

3. Пример согласования тэг-антенны и чипа с помощью сосредоточенных элементов

 

Рассмотрим применение изложенного выше метода на примере согласования чипа и тэг-антенны петлевого типа, представленной на рисунках 3, 4.

 

 

 

Рис. 3. Конструкция тэг-антенны в виде двойной петли и трехмерная модель для ее электромагнитного моделирования

 

    

 

Рис. 4. Присоединение чипа к зажимам антенны без согласующих элементов

 

Она состоит из двух равных петель, имеющих общий центральный проводник, при этом чип включен в середине этого проводника. Привлекательным свойством данной антенны является то, что, как показывают расчеты диаграммы направленности, излучение на рабочей частоте направлено по нормали к плоскости антенны. Размер антенны 34х76 мм. Она напечатана на подложке FR4 толщиной 0.4 мм  размером 40х82 мм, не имеющей нижней металлизации, и расположена в тонком защитном пластмассовом корпусе, который, в свою очередь, крепится к переднему ветровому стеклу автомобиля для его идентификации, например, при въезде-выезде в зонах парковок.

Для моделирования описанной многослойной структуры с антенной, нагруженной на чип, использовалась программа  HFSS трехмерного электромагнитного моделирования [20]. На первом этапе проектирования  исходная антенна не содержит каких-либо согласующих элементов. Внутреннее сопротивление сосредоточенного источника задано равным активной части импеданса чипа, в данном случае 30 ом. Отрицательная реактивная составляющая импеданса чипа учитывалась включенной последовательно с источником сосредоточенной емкостью, в данном случае 0.35 пФ. Программа HFSS позволяет моделировать устройства, которые наряду с распределенными содержат также и сосредоточенные элементы, как это имеет место в данном случае. Параметры антенны (длина и ширина проводников) настраивались так, чтобы при заданных ограничениях на размеры подложки и пластикового корпуса резонансная частота была бы примерно равна центральной частоте рабочего диапазона 912 МГц.

Результаты моделирования коэффициента отражения, рассчитанного на зажимах антенны и чипа, показаны на рис.5. Резонанс в антенне наблюдается на

 

Рис. 5. Рассчитанный коэффициент отражения  антенны на рис. 4  и соответствующая траектория на диаграмме Вольперта-Смита

 

заданной  частоте 912 МГц, т.е. на этой частоте происходит компенсация реактивных составляющих антенны и чипа. В то же время видим, что в данной конфигурации нет достаточно хорошего согласования по активным составляющим. Минимальное значение коэффициента отражения равно –10.4 дБ, чему соответствует  активная часть импеданса антенны примерно 16 ом. Это почти вдвое меньше реальной части импеданса чипа. Реактивная часть импеданса антенны на этой частоте  равна примерно +j500 ом, что равно реактивной части чипа с противоположным знаком.

В дополнение к характеристике согласования на рис.6 показана трехмерная диаграмма направленности линейно-поляризованного (вдоль оси Х) излучения антенны на частоте 912 МГц, со шкалой значений коэффициента усиления в децибелах. Максимальное значение усиления наблюдается в направлении,

 

 

Рис. 6. Трехмерный график усиления для антенны на рис. 4. Шкала дана в дБ

 

 

нормальном к плоскости антенны, и равно примерно G=1.50  дБ.  При этом коэффициент направленного действия антенны в том же направлении  D=2.54 дБ, а радиационная эффективность е_r = 0.787. Сравнительно невысокое значение этой величины обусловлено тепловыми потерями в подложке антенны из диэлектрика FR4 (0.017), в стенках пластикового корпуса (0.01) и в медных проводниках антенны (5.8 х10⁷ 1/ом, толщина 35 мкм). С учетом коэффициента отражения =0.30 на резонансной частоте абсолютное усиление антенны [19]  1.10 дБ. Заметим, что в [4] в уравнении для беспроводной линии связи усиление тэг-антенны представлено в виде , где рассогласование между антенной и нагрузкой-чипом описывается величиной , которая, как нетрудно показать, тождественно равна величине .

На рис. 7 показано распределение напряженности электрического поля в  объеме диэлектрической подложки  FR4, на которой напечатана тэг-антенна на рис. 4. Наибольшая напряженность поля наблюдается в той части подложки, которая примыкает к месту присоединения чипа-источника к зажимам антенны.

 

 

Рис. 7. Распределение напряженности поля E в объеме подложки  FR4, на которой напечатана тэг-антенна на рис. 4. 

 

Для согласования активных составляющих импедансов антенны и чипа применим выше описанный метод согласования и формулы (4)-(11). Подставляя в них значения импедансов антенны и чипа, получаем, что согласование в данном случае в принципе можно реализовать с помощью одной из 4-х структур, представленных на рис. 1а, e, f, h. Для варианта 1а  получаем 207 нГ,0.6 пФ ; для  варианта 1е  0.09 пФ  ,0.95 пФ; для варианта 1f 0.13 пФ ,1.3 пФ; для варианта 1h 0.2 пФ , 37 нГ.

С учетом специфики работы чипа данного типа (для эффективной работы встроенного удвоителя напряжения не должно быть замкнутого контура для протекания постоянной составляющей тока между зажимами чипа) и требования достаточно простой практической реализации выбираем структуру на рис. 1f.  В ней согласование осуществляется с помощью двух емкостей, одна из которых = 0.13 пФ включена параллельно чипу, а вторая =1.3 пФ - последовательно с зажимами антенны. В данном примере емкость  реализуем в виде печатной встречно-штыревой структуры, а емкость - в виде чип-конденсатора, включенного последовательно с зажимами антенны (рис. 8).

 

                      

 

Рис. 8. Реализация согласующей структуры на рис. 1f с помощью печатной встречно-штыревой емкости (параллельно чипу) и чип-конденсатора (последовательно с зажимами антенны)

 

После нескольких итераций моделирования этой конструкции и некоторой подстройки обеих согласующих емкостей глубина резонансного провала в согласованной антенне достигла примерно  –30 дБ на частоте 911 МГц, как показано на рис. 9. При этом реальная часть импеданса антенны на резонансной частоте увеличилась примерно до 28 ом вместо 16 ом в несогласованной антенне.

На рис. 10 показана диаграмма направленности антенны со шкалой усиления в дБ. Форма диаграммы та же, а максимальное значение G=1.23 дБ несколько ниже, чем в несогласованной антенне на рис. 4. Это объясняется тем, что при той же направленности D=2.54 дБ  в согласованной антенне радиационная эффективность немного снизилась и равна =0.742 из-за дополнительных тепловых потерь в местах включения согласующих элементов, преимущественно в печатной емкости. Об этом наглядно свидетельствует распределение напряженности электрического поля в объеме диэлектрической подложки, показанное на рис.11 при той же шкале что и на рис. 7. Максимальная напряженность поля наблюдается  вблизи зажимов антенны, где расположены чип и согласующая печатная емкость, а также в области чип-конденсатора. В то же время, с учетом меньшего коэффициента отражения =0.033 на резонансной частоте  абсолютное усиление согласованной антенны равно 1.22 дБ. Таким образом, в данном примере абсолютное усиление согласованной антенны лишь немного (на 0.12 дБ) возрастает по сравнению с величиной абсолютного усиления в несогласованной антенне.

 

Рис. 9. Рассчитанный коэффициент отражения  согласованной антенны на рис. 8 

 

 

Рис. 10. График усиления для согласованной антенны на рис. 8. Шкала дана в дБ
 

 

Рис. 11. Распределение напряженности поля E в объеме подложки  FR4, на которой напечатана тэг-антенна на рис. 8.  Та же шкала, что и на рис. 7

 

 

Заключение

Итак, в данной  работе на основе анализа разных вариантов согласующих цепей из двух сосредоточенных реактивных элементов и аналитических формул, а также с помощью электромагнитного моделирования показано, как можно спроектировать тэг-антенну с импедансом, комплексно сопряженным импедансу полупроводникового чипа, на который эта антенна нагружена. При этом обеспечивается условие максимальной передачи мощности от чипа в антенну и обратно.

Следует отметить, что при заданных импедансах антенны и чипа всегда существует, по крайней мере, один вариант согласования. Если вариантов несколько, следует выбирать такой из них, который учитывает специфику работы чипа, не приводит к сужению рабочей полосы частот и в то же время может быть сравнительно просто реализован в конструкции антенны, не приводя к ее усложнению и удорожанию.

Основываясь на рассмотренном примере, можем предположить, что метод согласования тэг-антенн с помощью реактивных согласующих элементов может быть эффективным (с точки зрения повышения усиления тэг-антенны и увеличения дальности чтения системы RFID) в тех ситуациях, когда исходная антенна достаточно сильно  рассогласована с чипом и за счет этого имеет пониженное абсолютное усиление. В этом случае положительный эффект от согласования и увеличения фактора (1- ) в формуле может заметно больше, чем в рассмотренном примере, превзойти отрицательный эффект из-за неизбежного некоторого увеличения тепловых потерь и снижения радиационной эффективности e_r в согласованной антенне, которое происходит из-за дополнительных потерь в согласующих элементах.

Авторы полагают, что предложенный метод может быть полезным инструментом проектирования согласованных тэг-антенн для разных приложений пассивных RFID систем в микроволновом диапазоне, в которых требуются максимальные расстояния чтения и идентификации.

 

Литература

 

1. Finkenzeller K. RFID Handbook: Fundamentals and Applications in Contactless Smart Cards and Identification. 2nd Edition: John Wiley and Sons, 2004.

 

2. Bhuptani M., Moradpour Sh. RFID Field Guide: Deploying Radio Frequency Identification Systems. Sun Microsystems, 2005.

 

3. Багдасарян С. А., Гуляев Ю. В. Радиочастотная идентификация с использованием технологии ПАВ. // Наука и технология в промышленности, 2005. № 1. сс. 54-60.

 

4. Rao S. K. V., Nikitin P. V., and Lam S.F. Antenna Design for UHF RFID Tags: A Review and a Practical Application // IEEE Trans. 2005. V. AP-53. № 12. PP. 3870-3876.

 

5. Andrenko A., Kai M., Maniwa T., and Yamagajo T. Compact Printed-On-CD UHF RFID Tag Antennas // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 5455-5458.

 

6.  Yang L., Rida A., Wu T., Basat S., and Tentzeris M. M. Integration of Sensors and Inkjet-Printed RFID Tags on Paper-based Substrates for UHF “Cognitive Intelligence” Applications // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 1193-1196.

 

7. Ng M. L., Leong K. S., and Cole P. H. Design and Miniaturization of an RFID Tag Using a Simple Rectangular Patch Antenna for Metallic Object Identification // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 1741-1744.

 

8.  Lee K.-H., Chung Y. Ch.  High Gain Yagi-Uda UHF RFID Tag Antennas // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 1753-1756.

 

9. Kim G. J., Park Y. K, Chung Y. Ch. Circular UHF RFID Tag Antenna and Relationship between Reading Range and RCS of the Tag Antenna // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 1757-1760.

 

10. Fang Zh., Jin R., Geng J., Ding M., Yang G., and He W. Broadband Impedance Matching Design for RFID Transponder // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 1777-1780.
 

11. Ryu H.-K. and Woo J.-M. Small-sized Square Loop Antenna Using Meander line for RFID tag Applications // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 2463-2466.

 

12. Nikitin P. V. and Rao K. V. S.  Performance of RFID Tags with Multiple RF Ports // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 5459-5462.

 

13. Leong K. S., Ng M. L., and Cole P. H. Miniaturization of Dual Frequency RFID Antenna with High Frequency Ratio // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 5475-5478.

 

14.  Toccafondi A. and Paolo Braconi. Compact Meander Line Antenna for HF-UHF Tag Integration // Proc. Int. Symp. IEEE AP. June 2007, Honolulu, USA. PP. 5483-5486.

 

15.  Hirvonen M., Jaakkola K., Pursula P., and Säily J. Dual-Band Platform Tolerant Antennas for Radio-Frequency Identification // IEEE Trans. 2006. V. AP-54. № 9. PP. 2632-2637.

 

16. K. Chang, I. Bahl, and V. Nair. RF and Microwave Circuit and Component Design for Wireless Systems. N.Y.: John Wiley and Sons, 2002.

 

17. Hong J.-Sh., Lancaster M. L. Microstrip Filters for RF/Microwave Applications. N.Y.: John Wiley and Sons, 2001.

 

18. Гупта К., Гардж Р., Чадха Р. Машинное проектирование СВЧ устройств. М.: Радио и связь, 1987.

 

19. Balanis K. Antenna Theory: Analysis and Design. 2nd Edition: John Wiley and Sons, 1997.

 

20. www.ansoft.com