"ЖУРНАЛ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ"  N 12, 2007

оглавление

дискуссия

ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РУПОРНЫЙ ИЗЛУЧАТЕЛЬ
 

В.И. Калиничев, В.А. Калошин
Институт радиотехники и электроники РАН

Получена 28 декабря 2007 г.

Представлены результаты численного исследования характеристик диэлектрического рупора в широкой полосе частот. Промоделированы частотная характеристика согласования с 50-омной симметричной микрополосковой линией, а также амплитудно-фазовые диаграммы излучения. Показано, что в двукратной полосе частот ширина луча и положение фазового центра - стабильны. Диэлектрический излучатель рассмотренного типа может использоваться как в качестве сверхширокополосной антенны, так и в качестве облучателя зеркальных антенн.

ВВЕДЕНИЕ
 

В статье [1]  исследованы характеристики металлического рупора Н-образного сечения в широкой полосе частот и показано, что, используя экспоненциальный профиль ребер, удается добиться согласования рупора с 50-ом коаксиальной линией на уровне не превышающем -20 дБ в двукратной полосе частот. Было также показано, что при этом амплитудно-фазовые характеристики достаточно стабильны в той же частотной полосе, что позволяет использовать данный рупор в качестве облучателя апертурных антенн. Однако изготовление  рупора с требуемым профилем ребер и устройством возбуждения требует достаточно сложной и дорогостоящей механической обработки.  Кроме того, в некоторых приложениях более удобно возбуждать рупорный излучатель с помощью микрополосковой линии (симметричной или несимметричной), создавая конструкцию, в которой излучатель интегрирован с микрополосковым выходом широкополосного приемо-передатчика, который в свою очередь выполнен с помощью печатной технологии. По-видимому, одним из наиболее подходящих вариантов излучателя в этом случае является диэлектрический рупор, который возбуждается с помощью микрополосковой линии. При этом  линия может быть напечатана на диэлектрической подложке, которая плавно расширяется в обеих плоскостях, трансформируясь в конический рупор с заданным профилем образующих конуса.

Судя по публикациям, широкополосные диэлектрические рупорные антенны пока не исследованы в той же степени, как их металлические аналоги. В [2-4] рассмотрены варианты диэлектрических рупорных антенн, которые возбуждаются волноводами,  излучают линейно поляризованное поле и имеют ограниченную рабочую полосу частот. Вероятно, первой работой, в которой детально исследуется сверхширокополосная диэлектрическая рупорная антенна, является  статья [5], в которой рассмотрен  сверхширокополосный круглый конический диэлектрический  излучатель  в диапазоне частот 2-18  ГГц, излучающий на двух линейных поляризациях.  Данный конический рупор возбуждается балансным устройством на основе 4-х коаксиальных линий  и содержит резистивные полоски для подавления высших типов волн. Отмечается стабильность  диаграммы излучения и почти одинаковая ширина луча в обеих E и H плоскостях. Фиксированный фазовый центр такого излучателя позволяет использовать его для облучения зеркал-коллиматоров безэховых камер. Однако невысокая эффективность излучателя не позволяет использовать его в качестве облучателя апертурных антенн.

В данной работе мы предлагаем и исследуем прямоугольный диэлектрический рупор с экспоненциальным профилем. Данный рупор интегрирован с 50-омной симметричной микрополосковой линией и работает на одной линейной поляризации.  Как и в работе  [1], основное внимание уделяется согласованию с возбуждающей линией, а также исследованию амплитудной и фазовой диаграммам направленности в диапазоне частот от 3 до 6 ГГц. Тем самым имеем возможность для сравнения характеристик металлических и диэлектрических рупорных излучателей в одинаковой полосе частот и для тех же приложений. Будем использовать метод конечных элементов и основанную на нем программу HFSS трехмерного электродинамического моделирования [6], которая также применялась нами в [1].  

1.      МОДЕЛЬ ДИЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ РУПОРНОЙ АНТЕННЫ С МИКРОПОЛОСКОВЫМ ВХОДОМ
 

Модель антенны, представленная в окне программы HFSS, показана на рис.1. Антенна
 

C:\Documents and Settings\1\Мои документы\horn_antennas\diel_horn_mstrip_ant\dielhorn_model.TIF

Рис. 1. Модель широкополосного диэлектрического рупорного излучателя, представленная в окне программы HFSS

возбуждается двухпроводной симметричной микрополосковой линией с проводниками шириной 12.3 мм, напечатанными  на обеих сторонах подложки с относительной диэлектрической проницаемостью ε=2 и толщиной 3 мм. Ширина проводников выбрана из условия равенства характеристического импеданса линии стандартной величине 50 ом. Размер подложки микрополосковой линии составляет 30х30х3 мм. В данной модели образующие рупора имеют экспоненциальный профиль и формируются в модели HFSS путем свипирования отрезка экспоненциальной линии вдоль замкнутого прямоугольного контура размером 30х3 мм, лежащего в основании рупора. Длина рупора (без учета длины подложки) равна 195 мм,  а размер выходной апертуры  147 мм (H-плоскость)х120 мм (E-плоскость). Две металлические полоски на рупоре являются продолжением проводников симметричной микрополосковой линии и расположены конформно с его образующими (обозначены красным цветом на рис. 1). Параметры рупора и подложки подбираются из условия согласования на уровне не хуже –15 дБ при возбуждении 50-ом симметричной микрополосковой линией в полосе частот 3-6 ГГц. В численной модели пространство вокруг рупора окружено воздушным боксом (обозначен светло-голубым цветом на рис.1) размером 200х170х300 мм и с граничными условиями, обеспечивающими эффективное поглощение падающих электромагнитных волн на его стенках (radiation boundary conditions). Для возбуждения структуры используется волноводный порт, устанавливаемый в сечении возбуждающей симметричной микрополосковой линии. При моделировании учитывалось наличие двух плоскостей симметрии (Е- и Н- типа), что позволило анализировать только одну четверть структуры и тем самым существенно сократить время вычислений и требуемую компьютерную память.

2.      РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
 

Результаты моделирования представлены на рисунках 2-12. На рис. 2 показан рассчитанный коэффициент отражения в дБ в диапазоне частот от 2.5 до 6.5 ГГц и соответствующая траектория на круговой диаграмме Вольперта-Смита.  Весь диапазон частот разбивался на четыре поддиапазона шириной 1 ГГц и расчет проводился в каждом из них (на рис. 2 обозначены разным цветом). Видим, что во всем диапазоне от 3 до 6 ГГц коэффициент отражения остается лучше -15 дБ.

C:\Documents and Settings\1\Мои документы\horn_antennas\diel_horn_mstrip_ant\dielhorn_model_match.TIF

Рис. 2. Коэффициент отражения диэлектрического рупорного излучателя в диапазоне частот от 2.5 ГГц до 6.5 ГГц

 

Кроме того, видно, что при уменьшении частоты ниже 3 ГГц траектория на диаграмме Смита начинает быстро раскручиваться, что свидетельствует об ухудшении согласования. Для сохранения требуемого согласования на частотах ниже 3 ГГц необходимо увеличивать размеры рупора.

На рис. 3 представлены диаграмма направленности излучения и картина электрического поля в плоскостях симметрии на частоте 3 ГГц. На левом и правом верхнем рисунках показаны нормированные диаграммы направленности излучения в полярных и декартовых координатах (последние ограничены по оси абсцисс значениями ±45° ) в двух главных плоскостях: E-плоскости (YOZ) соответствует красный цвет, H-плоскости (XOZ) – синий. Ширине луча ±45° соответствует уровень поля -7.2 дБ в Е-плоскости и -5.5 дБ в Н-плоскости. На правом нижнем рисунке показано соответствующее распределение амплитуды напряженности электрического поля в двух плоскостях симметрии структуры. Хорошо видно, как квази-TEM волна,  возбуждаемая микрополосковой линией в подложке, далее распространяется в расширяющемся объеме диэлектрика и затем трансформируется в волны свободного пространства. Металлические полоски здесь играют ту же роль "направляющих" для волны в диэлектрике, что и ребра в металлическом Н-рупоре. 

Рис. 3.  Нормированные диаграммы направленности в главных плоскостях и распределение амплитуды напряженности электрического поля в плоскостях симметрии  на частоте 3.0 ГГц 

На рисунках 4, 5 аналогичные результаты представлены для частот 4. 5 и 6 ГГц, соответственно.  Ширине луча ±45° на частоте 4.5 ГГц  соответствует уровень поля -11.1 дБ в Е-плоскости и -9.1 дБ в Н-плоскости; а на частоте 6 ГГц соответственно -12.0 дБ в Е-плоскости и –15.2 дБ в Н-плоскости.

Рис. 4.  Нормированные диаграммы направленности в главных плоскостях и распределение амплитуды напряженности электрического поля в плоскостях симметрии  на частоте 4.5 ГГц

 

Рис. 5.  Нормированные диаграммы направленности в главных плоскостях и распределение амплитуды напряженности электрического поля в плоскостях симметрии  на частоте 6.0 ГГц

На рис. 6 представлена зависимость коэффициента направленного действия (КНД) диэлектрического излучателя в дБ от частоты, построенная с шагом 0.5 ГГц.  Видим, что в исследованном диапазоне КНД изменяется в пределах от 8.5 до 13.5 дБ, что примерно на 2-3 дБ меньше, чем  аналогичные рассчитанные в [1] величины для металлического рупора. Вероятно, это можно объяснить большим уровнем задних лепестков для диэлектрического рупора за счет непрерывного излучения волн по всей его длине. Для рупоров с более плавным профилем образующих уровень заднего излучения можно ожидать ниже, а КНД соответственно выше. Небольшие разрывы непрерывности на стыках частотных поддиапазонов на рис. 6 связаны с тем, что при использовании процедуры быстрого частотного сканирования в HFSS значения на границах вычисляются с несколько меньшей точностью по сравнению со значениями в центральных точках.

Рис. 6. Частотная зависимость КНД  диэлектрического рупорного излучателя в дБ

На рисунках 7-9 показаны рассчитанные угловые зависимости фазы электрического поля в двух главных плоскостях Е и Н в пределах ±50 град. (в пределах главного луча) на расстоянии 1 м от апертуры рупора на частотах 3 ГГц , 4.5 ГГц и 6 ГГц.  Для этих частот фазовый центр расположен соответственно на расстоянии 35 мм, 50 мм и 47.5 мм от плоскости апертуры.

 

Рис. 7. Угловая зависимость фазы электрического поля в двух главных плоскостях на расстоянии 1 м от апертуры на частоте 3 ГГц при положении начала координат на расстоянии 35 мм от плоскости апертуры

Рис. 8. Угловая зависимость фазы электрического поля в двух главных плоскостях на расстоянии 1 м от апертуры на частоте 4.5 ГГц при положении начала координат на расстоянии 50 мм от плоскости апертуры

 

Рис. 9. Угловая зависимость фазы электрического поля в двух главных плоскостях на расстоянии 1 м от апертуры на частоте 6 ГГц при положении начала координат на расстоянии 47.5 мм от плоскости апертуры

 

Интересно отметить, что с ростом частоты от 3 до 4.5 ГГц фазовый центр облучателя сначала немного смещается от апертуры вглубь рупора, а затем с приближением к частоте 6 ГГц почти не изменяет своего положения относительно апертуры.

Зная положение фазовых центров на разных частотах, поместим начало координат на расстоянии 45 мм от плоскости апертуры. Это положение близко к положению фазового центра на частотах 4.5 и 6 ГГц.  На рис. 10-12 представлены угловые зависимости фазы электрического поля на расстоянии 1 м от апертуры, вычисленные при таком положении начала координат на трех частотах 3, 4.5 и 6 ГГц, соответственно.

 

Рис. 10.  Угловые зависимости фазы электрического поля в двух главных плоскостях на частоте 3 ГГц на расстоянии 1 м от апертуры  и при положении начала координат на расстоянии 45 мм от плоскости апертуры

 

Рис. 11.  Угловые зависимости фазы электрического поля в двух главных плоскостях на частоте 4.5 ГГц на расстоянии 1 м от апертуры  и при положении начала координат на расстоянии 45 мм от плоскости апертуры

Рис. 12.  Угловые зависимости фазы электрического поля в двух главных плоскостях на частоте 6 ГГц на расстоянии 1 м от апертуры  и при положении начала координат на расстоянии 45 мм от плоскости апертуры

 

Из рисунков 10 - 12 следует, что при таком выборе начала координат разность фазы в центре луча и на краях (± 45°) на частоте 3 ГГц составляет  величину 25° в Н-плоскости и 19° в Е-плоскости. На частоте 4.5 ГГц разность фазы в центре луча и на краях  составляет около 21° в Н-плоскости и -34° в Е- плоскости. На частоте 6 ГГц разность фазы в центре луча и на краях  составляет около 9° в Н-плоскости и -28° в Е- плоскости. 
 

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
 

В статье представлены результаты численного исследования в широкой полосе частот характеристик диэлектрического рупорного излучателя из материала с относительной диэлектрической проницаемостью ε=2. Показано, что согласование рупора с возбуждающей 50-ом симметричной микрополосковой линией в исследованной двукратной полосе частот может быть реализовано на уровне, не  превышающем -15 дБ. Амплитудно-фазовые характеристики излучения в дальней зоне  более  стабильны, чем у Н- образного металлического рупора.  Это обеспечивает перспективы использования данного диэлектрического рупора в качестве облучателя апертурных антенн. В то же время металлический рупор обеспечивает более высокую эффективность, что можно объяснить меньшим уровнем тепловых потерь и заднего излучения.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 
 

1.  Калиничев В.И.,  Калошин В.А., Исследование рупорного излучателя Н-образного сечения // Журнал радиоэлектроники, 2007, № 10, http://jre.cplire.ru.

2.  Chatterjee R., Narayanan K.G., and Kumar A., Radiation Characteristics of Rectangular Solid Dielectric Horns // Proc. Inst. Elect. Eng. 7th Int. Conf. on Antennas and Propagation (ICAP), Apr. 1991, vol. 1, pp. 109-112.

3.  Tiwari T. and Tiwari V.N., Comparative Studies of Radiation Patterns of Solid and Hollow Dielectric Diagonal Horn Antennas // Proc. Int. Conf. on Electromagnetic Interference and Compatibility, Dec. 1997, pp. 245-248.

4.  Salema C., Fernandes C., and Jha R. K., Solid Dielectric Horn Antenna. Norwood, MA: Artech House, 1998. 

5.  Lee K.-H., Chen C.-C., Lee R., UWB Dual-Linear Polarization Dielectric Horn Antennas as Reflector Feeds // IEEE Trans. 2007. V.AP-55. N.3. P.798. 

6.  www.ansoft.com

 

xxx