"ЖУРНАЛ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ"  N 2, 2006

оглавление

дискуссия

МАЛОГАБАРИТНЫЕ СВЕРХШИРОКОПОЛОСНЫЕ АНТЕННЫ ДЛЯ ИЗЛУЧЕНИЯ МОЩНЫХ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ИМПУЛЬСОВ

Ю.А. Андреев, Ю.И. Буянов, В.И. Кошелев
Институт сильноточной электроники СО РАН

Проведен анализ факторов, влияющих на полосу пропускания линейных излучателей. Рассмотрены подходы по расширению полосы пропускания линейных излучателей в область нижних и верхних частот. Представлены три конструкции объемных малогабаритных сверхширокополосных антенн, построенных с учетом предложенных подходов. Приводятся результаты исследования сравнительных характеристик данных антенн в частотной и временной областях.

Введение

Создание мощных источников сверхширокополосного излучения со сканирующей антенной решеткой в качестве излучателя является перспективным направлением СШП-радиоэлектроники [1]. К элементу такой решетки предъявляются жесткие, порой противоречащие друг другу требования. Элемент должен быть компактным, чтобы расстояние между антенными входами (фазовыми центрами) антенн в решетке не превышало половину пространственной протяженности возбуждающего импульса. Диаграмма направленности должна быть однонаправленной и характеристики излучения должны быть максимально близкими для возможно больших углов отклонения от направления главного максимума в рабочем полупространстве. Кроме того, антенна должна иметь полосу пропускания достаточно большую для эффективного излучения возбуждающих импульсов.

В данной работе приведены результаты исследований, направленных на создание передающих антенн отвечающих требованиям предъявляемым к элементу сканирующей антенной решетки.

1. ПОЛОСА ПРОПУСКАНИЯ МАЛОГАБАРИТНЫХ ИЗЛУЧАТЕЛЕЙ

Антенна преобразует импульс напряжения V(t), имеющий спектральную функцию U(w), который поступает на ее вход по фидеру с волновым сопротивлением r_ф, в импульс электромагнитного поля E(r,t), распространяющегося в виде свободной волны со спектральной функцией E(r,w). Она может быть характеризована пространственно-частотной характеристикой (векторной передаточной функцией) H_a(w,r), которая представляет отношение комплексной амплитуды вектора напряженности излученного электромагнитного поля в точке пространства r, к комплексной амплитуде сигнала U (w). В дальней зоне напряженность электрического поля излучателя, занимающего объем V_a, определяется выражением:

где с – скорость света, Z₀ – волновое сопротивление свободного пространства,

I₀(w)=U(w)/[Z_a(w)+r_ф] – комплексная амплитуда тока на входе антенны, Z_a(w) – входной импеданс антенны, j(w,r′) - функция распределения объемной плотности тока, нормированная к I₀(w), r – радиус-вектор точки наблюдения, r′ – радиус-вектор точки источника, a - угол между r и r′.

Тогда . Множитель можно трактовать как передаточную функцию свободного пространства, которая не зависит от характеристик излучателя; H_a(a,w) имеет смысл пространственно-частотной векторной передаточной функции антенны:

.

Если известна передаточная функция антенны H_a(a,w), то форма излученного в направлении a электромагнитного импульса E(t) определяется как обратное преобразование Фурье от произведения H_a(a,w) на спектральную функцию возбуждающего импульса U(w). В общем случае передаточная функция может быть выражена через параметры антенны:

где - амплитудная диаграмма направленности (ДН); F(a,w) - фазовая характеристика направленности; p(a,w) - поляризационная характеристика.

Считается, что сигнал проходит через радиоканал (или его составную часть) без искажений, если его форма не изменяется, а происходит только изменение масштаба и сдвиг по времени. Для этого в полосе частот, занимаемой спектром сигнала, радиоканал должен удовлетворять условию неискаженной передачи [2], т.е. иметь постоянную амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) и линейную фазочастотную характеристику (ФЧХ):

Задержка сигнала t₀, возникающая в радиоканале, определяется наклоном его фазовой характеристики t₀ = -dF(w)/dw.

Для эффективного излучения сверхширокополосных электромагнитных импульсов с минимальным искажением их формы необходимо использовать антенны, полоса пропускания которых сопоставима с полосой частот, занимаемой спектром импульса. Под полосой пропускания будем понимать интервал частот, в котором H_a(a,w) остается постоянной или изменяется в допустимых пределах. Обычно ширина полосы пропускания антенны определяется каким-либо одним параметром, наиболее сильно зависящим от частоты. Для линейных антенн, размеры которых не превышают длину волны l, таким параметром является входной импеданс, и полоса пропускания малогабаритных антенн определяется, в основном, полосой согласования. В этой связи представляет интерес определить факторы, определяющие полосу пропускания, и оценить предельно достижимую полосу согласования таких антенн.

Для оценки предельно достижимой (теоретически) полосы согласования антенны, воспользуемся теоремой Фано [3], из которой следует, что при согласовании  комплексного сопротивления Z_a = R_a+iX_a с чисто вещественным (волновое сопротивление фидера) заданный уровень согласования может быть обеспечен в пределах полосы частот, не превышающей некоторой максимальной величины Dw_max. Связь между относительной полосой согласования, добротностью нагрузки Q и допустимым коэффициентом стоячей волны К_доп, выражается формулой: , где w_в и w_н- верхняя и нижняя граничные частоты полосы согласования.

Рис. 1. Зависимости добротности от коэффициента перекрытия при различных К_доп.

На рис.1 приведены зависимости добротности нагрузки от коэффициента перекрытия в = w_в/w_н для нескольких значений К_доп. Например, чтобы полоса согласования антенны превышала октаву (в > 2) при К_доп  ≤ 2 ее добротность не должна превышать 4.

Для определения добротности антенны используем результаты работы [4], в которой приведен анализ энергетических соотношений вблизи линейного излучателя, согласно которому полная энергия поля антенны содержит следующие компоненты:
а) энергию, находящуюся в состоянии излучения W_S, средняя за период плотность мощности которой определяется средним за период значением вектора Пойнтинга P и которая на больших расстояниях от антенны является преобладающей;
б) реактивную энергию W_р, равную разности между магнитной W_m и электрической W_e энергиями, запасенными в объеме ближней зоны V_бз антенны. Эта энергия периодически переходит из ближней зоны в фидер и обратно и определяет мнимую часть потока вектора Пойнтинга через сечение S_вх, соответствующее входу антенны. Поток этой энергии через S_вх в среднем за период равен нулю, а его амплитуда определяет мнимую составляющую входного сопротивления антенны X_a. Плотность реактивной энергии максимальна вблизи антенны и быстро убывает при удалении от нее;
в) связанную энергию W_c, участвующую во взаимном обмене между электрической и магнитной энергиями в ближней зоне. Эта энергия не дает вклада в поток энергии через S_вх, а перемещается из области локализации электрической энергии в область локализации магнитной энергии и обратно. На больших расстояниях от антенны плотность связанной энергии w_c стремится к нулю.

Наличие запаса энергии в ближней зоне излучателя позволяет рассматривать его как реактивный двухполюсник с добротностью Q_a, под которой понимается умноженное на 2p отношение полной запасенной энергии W к энергии W_п, теряемой за период колебаний T

,

где P_п - средняя мощность потерь. Согласно приведенным выше рассуждениям запас энергии в ближней зоне излучателя равен сумме реактивной W_р и связанной W_c энергий. В случае линейного излучателя, который можно рассматривать как направляющую систему для волны тока с волновым сопротивлением r_а и постоянной распространения g, связанная энергия состоит в свою очередь из энергии W_ст, запасенной в волне тока, распространяющейся вдоль излучателя, и энергии W_cS, “излученной” в область мнимых углов. Энергия W_п, теряемая за период колебаний T (средняя мощность потерь Р_п), определяется средней излученной мощностью P_S и средней мощностью тепловых потерь в проводниках и диэлектриках излучателя P_т: W_п=(P_S+P_т)T. С учетом вышеизложенного для антенны имеем:

Если не учитывать потери в самом излучателе и окружающей его среде (P_т®0), то . Запас реактивной энергии можно выразить через реактанс антенны

,

тогда Q_р = X_a/R_a. Добротность Q_cт имеет тот же смысл, что и добротность линии передачи с постоянной распространения g: Q_cт = Re(g)/2Im(g). Для количественной оценки Q_cS используем коэффициент добротности, представляющий собой отношение мощности, “излученной” в область мнимых углов, к мощности, излученной в область вещественных углов (видимую область) [5],

,

где F(x) – нормированная диаграмма направленности антенны, x = kcosq, k = 2p/l – волновое число.

Таким образом, добротность линейного излучателя может быть выражена через его характеристики (входной импеданс, постоянная распространения и диаграмма направленности) следующим образом:

Полученное соотношение показывает, что добротность антенны может быть представлена суммой частичных добротностей, по-разному зависящих от параметров излучателя, и позволяет выявить, какие из параметров излучателя наиболее существенно влияют на его полосу согласования.

Рис. 2. Частотные зависимости частичных добротностей диполя длиной 2L.

На рис. 2 показаны частотные зависимости Q_cS,Q_cт и Q_р диполя длиной 2L с волновым сопротивлением r_a=500 Ом (сплошные линии) и r_a = 200 Ом (пунктирные линии). Эти результаты показывают, что для расширения полосы согласования короткого диполя необходимо прежде всего уменьшать Q_р и Q_ст. Однако при этом не удается обеспечить К_доп < 2, если L/l < 0.2, и отношение крайних частот полосы пропускания не превышает трех, поскольку при L/l > 0.6 резко изменяется форма ДН диполя. Таким образом, расширение полосы пропускания возможно за счет расширения полосы согласования в область нижних частот. Для этого необходимо минимизировать Q_p. Эффективным способом уменьшения запаса W_р, кроме увеличения поперечных размеров, является совмещение ближних зон излучателя электрического типа (у которого W_е> W_m) с излучателем магнитного типа (W_e < W_m). Как показано в [4], в антеннах, представляющих собой комбинацию электрических и магнитных излучателей (комбинированных антеннах), при обеспечении определенных амплитудно-фазовых соотношений можно не только минимизировать W_p, но и ослабить частотную зависимость W_S, которая определяет R_a. Кроме того, при взаимно ортогональной ориентации электрического и магнитного излучателей появляется возможность повышения направленности за счет формирования ДН кардиоидного типа.

Для гипотетической антенны, у которой запас реактивной энергии равен нулю (антенна с минимальной реактивностью), добротность определяется только той частью запаса связанной энергии, которая обусловлена инерционностью процесса преобразования энергии токов в энергию свободных электромагнитных волн. Тогда Q_amin≈ Q_cS и нижняя граница полосы согласования антенны с минимальной реактивностью определяется ее размером 2L, который должен быть не меньше l/8. Ограничение полосы пропускания сверху обусловлено, как правило, изменением формы ДН диполя, которая начинает “разваливаться” при L>0.6l. Таким образом, теоретически предельно достижимая полоса пропускания прямолинейного излучателя с минимальной реактивностью составляет три октавы.

Рис. 3. Форма ДН при различных углах между плечами диполя

(черные кривые) – 2q₀ = 180^о, (синие кривые) – 2q₀ = 90^о.

В реальных антеннах обеспечить W_p = 0 не удается, поэтому практически нижняя граница полосы согласования достигается при 2L =  l/5÷l/6, и дальнейшее расширение полосы пропускания возможно лишь в сторону верхних частот. Для этого необходимо обеспечить сохранение положения максимума ДН при изменении частоты. Наиболее простой способ стабилизации максимума ДН заключается в том, что плечи диполя располагаются под некоторым углом 2q₀ друг к другу (уголковая или V-образная антенна). На рис. 3 приведены расчетные ДН диполя с волновым сопротивлением r_a  = 200 Ом по полю при 2q₀ =180° и V-образной антенны с углом между плечами 2q₀=90°. Приведенные результаты показывают, что при 2L > l и 100°> 2q₀ > 60° не только сохраняется положение максимума ДН, но увеличивается направленность излучателя.

Таким образом, комбинация диполя и рамки (или щели) позволяет расширить полосу пропускания в область нижних частот, а выполнение диполя в виде V-образной антенны – в область верхних частот. При соответствующем выборе параметров электрического и магнитного излучателей полоса пропускания комбинированной антенны может достигать три октавы и более.

2. КОНСТРУКЦИИ КОМБИНИРОВАННЫХ АНТЕНН

Варианты конструкций излучателей мощных наносекундных импульсов приведены на рис.4. Излучатель в конструкциях антенн А1 (рис. 4а) и А2 (рис. 4б) представляет собой плоский несимметричный вибратор (монополь) 1, смещенный к одному из краев экрана 2 и соединенный с фидером щелевой линией 3, образованной нижней кромкой пластины монополя и экраном, который изогнут по форме нижней кромки монополя. Для увеличения емкости между электрическим монополем и экраном 2 к монополю 1 прикреплена пластина 4, образуя с ним единое целое. Монополь 1 и дополнительная пластина 4 имеют толщину 20 мм и скругленные кромки. Это связано с необходимостью снижения напряженности электрического поля на них для предотвращения разряда в антенне. Монополь установлен внутри экрана в плоскости, проходящей через среднюю линию экрана. Для образования магнитного излучателя экран антенны А1 или электрический монополь антенны А2 изогнуты так, чтобы между боковой кромкой монополя и экраном образовалась щель 5. Длина щелевой линии 3 выбирается такой, чтобы обеспечить оптимальный фазовый сдвиг между магнитным и электрическим токами. Необходимое соотношение между электрическим и магнитным моментами обеспечивается выбором геометрических размеров щели 5 и монополя 1.

Рис. 4. Геометрия СШП передающих антенн.1 – электрический монополь, 2 – корпус-экран, 3 – щелевая линия, 4 – пластина, 5 – активный магнитный диполь, 6 – ТЕМ-рупор, 7 – пассивный магнитный диполь.

Данные конструкции антенн [6] можно рассматривать как комбинацию электрического и магнитного излучателей. Причем, монополь характеризуется тем, что на частотах ниже первого резонанса его импеданс имеет емкостной характер, т.к. в его ближней зоне преобладает запас электрической энергии. Аналогом магнитного диполя  является проводящий виток, образованный пластиной монополя и частью пластины-экрана (показан на рис.4а, б пунктирной линией). Он характеризуется тем, что на частотах ниже частоты первого резонанса (где периметр витка составляет половину длины волны) его импеданс имеет индуктивный характер, а запас магнитной энергии превышает запас электрической энергии.

При подаче сигнала на вход антенны одна часть сигнала через щелевую линию возбуждает электрический монополь, другая часть возбуждает упомянутый виток. Выбранные размеры обеспечивают такое соотношение электрического и магнитного моментов в антенне, при котором минимизируется разность запасов электрической и магнитной энергий в ближней зоне антенны на частотах выше нижней граничной частоты полосы пропускания. Это обеспечивает минимизацию реактивной составляющей импеданса антенны и уменьшает частотную зависимость вещественной составляющей, т.к. с уменьшением частоты увеличивается плотность энергии в ближней зоне антенны, вследствие чего повышается доля излученной мощности. Кроме расширения полосы согласования в сторону нижних частот, предложенная конструкция (совмещение рамки и штыря) и выбранные соотношения размеров обеспечивают формирование кардиоидной диаграммы направленности. Поляризация излученного поля вертикальная.

Третий вариант антенны А3 (рис. 4в) [7, 8] можно рассматривать как комбинацию электрического монополя 1, активного магнитного диполя 5, ТЕМ-рупора 6 и пассивных магнитных диполей 7. Ширина монополя 1 в верхней части составляет 70% от ширины верхней пластины экрана-корпуса 2. Это сделано для расширения ДН антенны в горизонтальной плоскости. Вариант А3 можно рассматривать также как комбинацию ТЕМ-рупора 6, активного магнитного диполя 5 и пассивных магнитных диполей 7. Активный диполь возбуждается токами проводимости по начальной части электрического монополя 1, по поверхности пластины 4 и по внутренней поверхности корпуса-экрана 2. Пассивные магнитные диполи возбуждаются электромагнитным полем. В задней стенке антенн имеются разъемы для подсоединения фидера с волновым сопротивлением 50 Ом.

Габаритные размеры антенн L @ сt/2 (c - cкорость света, t - длительность биполярного импульса в передающем фидере). Высота и ширина антенны А3 равна h ≤ L.

Были разработаны и исследованы антенны А1, оптимизированные для излучения биполярных импульсов длительностью 4 (А14) и 3 нс (А13); антенна А2, оптимизированная для излучения биполярных импульсов длительностью 2 нс (А22); антенны А3, оптимизированные для излучения биполярных импульсов длительностью 3, 2 и 1 нс (А33, А32, А31).

3. ЧАСТОТНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АНТЕНН

Измерения частотных характеристик антенн выполнялись на измерителе комплексных коэффициентов передачи Agilent 8719ET. На рис. 5а представлены зависимости коэффициента стоячей волны по напряжению (КСВН) антенны А13 и электрического монополя данной антенны, где в качестве экрана использовалась металлическая пластина-развертка корпуса А13. Аналогичные зависимости для А22 представлены на рис. 5б. Здесь размер L для антенны А13 равен 52 см, высота монополя А13 равна 49 см, а для А22 размер L равен 24 см и 21.5 см для антенны и монополя, соответственно. Как видно из рис. 5а, нижняя граничная частота полосы согласования f_н, определяемая по уровню КСВН = 3, уменьшается со значения L/l_н @ 0.23 для монополя до значения L/l_н @ 0.17 для комбинированной антенны А13, где l_н – длина волны, соответствующая f_н. Таким образом, в антенне А13 комбинация электрического монополя и магнитного диполя позволила сместить f_н в сторону более низких частот на 26%. Аналогичные измерения для А22 показывают сдвиг f_н в сторону более низких частот на 18%. Более низкое относительное смещение частоты в антенне А22 связано с тем, что ее электрический монополь более толстый, что привело к уменьшению величины L/l_н @ 0.2 для монополя. Измерения показали, что антенны А13, А14 можно согласовать в полосе f _в/f_н ≥ 10 при уровне КСВН = 3.

Рис. 5. КСВН монополя и антенны А13 (а), монополя и антенны А22 (б).

Для исследования влияния элементов антенны А3 (рис. 4в) на ее характеристики проводились измерения КСВН и амплитудно-частотных характеристик. Исследования АЧХ антенны и элементов антенны выполнялись по методике двух идентичных антенн [9]. Две идентичные антенны располагались на расстоянии R друг от друга и ориентировались симметрично относительно оси соединяющей антенные входы. Для сравнения однотипных антенн различных размеров отношение R/L при измерениях АЧХ оставалось постоянным, а для различных антенн, оптимизированных под излучение биполярных импульсов одинаковой длительности, R оставалось постоянным. Так для антенны А31 величины L = 16 см и R=1м; для А32 - L = 32 см и R = 2м, то же расстояние R = 2м использовалось и для А22 с L = 24 см; для А33 - L = 48 см и R = 3м, то же расстояние R = 3м использовалось и для А13 с L = 52 см; для А14 - L = 68 см и R = 4м. Однако, в результате увеличения расстояния между антеннами, геометрический путь электромагнитных волн, отразившихся от пола, потолка и других предметов, не сильно отличался от кратчайшего пути электромагнитных волн по прямой. Это приводило к возникновению существенной интерференции электромагнитного поля в области приемной антенны. Ввиду отсутствия безэховой камеры с хорошим поглощением в диапазоне от десятков МГц до нескольких ГГц возникали сложности в интерпретации полученных экспериментальных данных. Определить, действительно ли провал на АЧХ является особенностью характеристики направленности антенны или интерференцией прямой и отраженных волн, в таких условиях возможно было только при проведении нескольких измерений, меняя геометрию экспериментальной установки. Изменялись положение и ориентация самих антенн относительно пространства пол – потолок (антенны располагались вертикально или горизонтально). Данная схема использовалась также для измерения ДН на фиксированных частотах и нахождения отклонения от линейной фазочастотной характеристики антенн.

На рис. 6 представлены КСВН и АЧХ комбинированной антенны А32 и монополя антенны А32, где в качестве экрана выступает задняя стенка антенны. Как видно из рис. 6а, величины f_н антенны и монополя, определяемые по уровню КСВН = 3, практически одинаковы. Полоса согласования антенны А32 по уровню КСВН = 3 достигает 9:1, что более чем в пять раз шире полосы согласования монополя (1.6:1). АЧХ монополя имеет выраженный резонансный характер в направлении φ, δ = 0°, где φ – азимутальный угол, а δ – угол места (рис. 6б). Уровень АЧХ монополя в исследуемой полосе частот в данном направлении значительно ниже АЧХ антенны. Максимум излучения монополя антенны А32   приходится на направление   φ = 0°, δ @ -45° (рис. 6б,  синяя  кривая).  В  данном направлении АЧХ монополя близка к АЧХ антенны А32 до частот, соответствующих отношению L/l ≤ 0.5. Направление главного максимума излучения соответствует углам φ, δ @ 0° для ТЕМ-рупора (схематично представлен на рис. 7а). Причем начальный участок ТЕМ-рупора не может эффективно излучать, т.к. является передающей полосковой линией. Таким образом, сокращается геометрическая длина пластин ТЕМ-рупора и, следовательно, сдвигается нижняя частота полосы согласования в сторону высоких частот, что подтверждается следующими экспериментальными данными.

Рис. 6. КСВН (а) и АЧХ (б) антенны А32 и электрического монополя антенны А32.

Рис. 7. КСВН (а) и АЧХ (б) антенны А32, ТЕМ-рупора и промежуточного варианта антенны А32.

Рис. 8. КСВН (а) и АЧХ (б) антенны А32 и антенны А32 в геометрии с закрытым нижним магнитным диполем.

Для сдвига f_н антенны А32 в область низких частот концы пластин рупора соединяли с задней стенкой антенны с образованием активного (верхнего) и пассивного (нижнего) магнитных диполей (рис. 7). На рис. 7а представлены КСВН антенны А32 и ТЕМ-рупора антенны А32. Видно, что f_н комбинированной антенны А32 сдвинута на 38% в сторону более низких частот относительно f_н ТЕМ-рупора. Влияние нижнего пассивного магнитного диполя на согласование антенны А32 с фидером и на АЧХ антенны в направлении φ, δ = 0° исследовалось в двух режимах: антенна А32 без нижней пластины и антенна А32, нижний виток которой закрыт по бокам металлической фольгой. В обоих случаях влияние этого магнитного диполя не выходило за проделы погрешности измерений. Можно предположить, что данный магнитный диполь оказывает влияние на характеристики излучения комбинированной антенны в боковых направлениях. На рис. 8 приведены экспериментальные данные для антенны с закрытым нижним магнитным диполем. Из полученных результатов следует, что только верхний магнитный диполь определяет сдвиг f_н в область низких частот и приводит к выравниванию АЧХ антенны. Дополнительная настройка КСВН и АЧХ производится разбиением верхнего магнитного диполя на два с помощью пластины 4 (рис. 4в). При этом один магнитный диполь становится активным, а второй – пассивным. В зависимости от положения пластины 4 характеристики антенн А3 существенно различаются [8]. Отметим, что верхний пассивный диполь может влиять на f_н [8]. В данной работе рассматриваются характеристики антенн типа А3 только с отношением S/S₀ = 0.6, где S – периметр активного магнитного диполя, а S₀ – максимальный периметр активного магнитного диполя при отсутствии пластины 4.

Перспективным применением комбинированных антенн является использование их в качестве элементов СШП антенной решетки с электронным сканированием. Элемент такой решетки должен сохранять форму излученного импульса в секторе углов сканирования, а значит обладать полосой пропускания, достаточной для излучения данного импульса. Анализировать возможности излучения СШП импульсов позволяют АЧХ и ФЧХ антенны. Полосу пропускания антенн определим как диапазон частот, в котором выполняются условия для малоискаженной передачи сигнала: изменение АЧХ антенны относительно среднего значения находятся в пределах ±1.5 дБ, а отклонение ФЧХ от линейной – в пределах ±π/16 [8].

На рис. 9 представлены АЧХ и отклонения от линейной ФЧХ антенн А13 и А33 для углов наблюдения 0°, ±45° в E- и H-плоскостях. Видно, что АЧХ и DФЧХ антенны А13 практически одинаковы в горизонтальной (Н-) плоскости и близки в меридиональной (Е-) плоскости для выбранных углов наблюдения, что предполагает близкие по форме импульсы излучения данной антенной в исследованном диапазоне углов. Однако, полоса пропускания антенны А13 уже полосы пропускания антенны А33. Нижнюю граничную частоту полосы пропускания определим как наибольшую из найденных по трем критериям: КСВН = 3, АЧХ = -3дБ по отношению к максимальному и DФЧХ = ±11.25°. Например, для антенны А13 в направлении φ, δ = 0° величина f_н, определяемая по уровню КСВН = 3, соответствует L/λ @ 0.17, по уровню АЧХ = -3 дБ она соответствует L/λ @ 0.16, а по уровню DФЧХ = ±11.25° – соответствует L/λ @ 0.2. Таким образом, нижняя частота полосы пропускания антенны А13 определяется отношением L/λ_н @ 0.2. Верхняя частота полосы пропускания находилась как наименьшая их трех, определяемых по выше принятым критериям. Так для антенны А13 верхняя граничная частота f_в, определяемая по уровню КСВН = 3, соответствует отношению L/λ > 1.8, по уровню АЧХ = -3 дБ она соответствует  L/λ  @ 0.4  а  по  уровню DФЧХ = ±11.25° – соответствует L/λ @ 0.38. Таким образом, верхняя частота полосы пропускания антенны А13 определяется отношением L/λ_в @ 0.38, где λ_в – длина волны, соответствующая частоте f_в. При этом отношение граничных  частот  f_в/f_н @ 1.9. Для углов наблюдения  δ = 0°, φ = ±45° полоса пропускания антенны А13 даже увеличивается до отношения f_в/f_н @ 2.1, а для углов наблюдения φ = 0°, δ = 45° и φ = 0°, δ = -45° отношение f_в/f_н @ 1.9 и 1.4, соответственно. Такое различие в полосе пропускания для исследованных углов в меридиональной плоскости говорит о несимметричности ДН антенны относительно горизонтальной плоскости. Полоса пропускания антенны А33 в направлении φ, δ = 0° составляет 4.6:1 и уменьшается до 2.3:1 в горизонтальной плоскости для φ = ±45°. В вертикальной плоскости для δ = 45° и δ = -45° отношение f_в/f_н @ 4 и 2.4, соответственно. Таким образом, полоса пропускания антенны А33 расширена по сравнению с антенной А13 примерно в два раза в меридиональной плоскости. В горизонтальной плоскости для углов ±45° полосы пропускания антенн А33 и А13 близки. Отметим, что для некоторых частот полосы пропускания значения АЧХ и DФЧХ могут незначительно выходить за предельные значения, используемые здесь. На рисунке 10 приведены аналогичные сравнительные характеристики антенн А22 и А32.

Рис. 9. АЧХ (а, б) и отклонения от линейных ФЧХ (в, г) антенн А13 и А33 в Н- (а, в) иЕ- (б, г) плоскостях.

Рис. 10. АЧХ (а, б) и отклонения от линейных ФЧХ (в, г) антенн А22 и А32 в Н- (а, в) и Е- (б, г) плоскостях.

Совокупные данные по полосе пропускания комбинированных антенн представлены в Таблице 1. В Таблице 1 приведены также данные из работы [8].

Таблица 1. Полоса пропускания комбинированных антенн.

В направлении φ, δ = 0° полоса пропускания антенны А32 ограничена сверху провалом АЧХ в области частот, соответствующих отношению L/λ = 1.2÷1.4. Данный провал вызван, вероятно, влиянием магнитных диполей. Данное предположение подтверждает тот факт, что провал АЧХ антенны зависит от положения пластины 4 (рис. 4в), т.е. от изменения отношения S/S₀ в большую или меньшую сторону относительно величины 0.6 [8]. Для проверки данного предположения были также выполнены измерения КСВН и АЧХ антенны А32 в направлении φ, δ = 0° в случае разрыва витка тока, образующего активный магнитный диполь. Результаты измерений представлены на рис. 11. Из рисунка видно, что КСВН антенны с разрывом диполя не имеет резонансов в диапазоне L/λ @ 1.2÷1.4, а АЧХ не имеет значительного провала на этих частотах.

Рис. 11. КСВН (а) и АЧХ (б) антенны А32 и антенны А32 с разрывом активного магнитного диполя.

Зная АЧХ антенн и расстояние R, на котором они получены, можно найти коэффициент усиления антенн. На рис. 12 приведены зависимости коэффициента усиления антенн А22 и А32 от частоты для направления φ, δ = 0°.

Рис. 12. Коэффициент усиления антенн А32 и А22.

Более высокий уровень коэффициента усиления антенны А32 по сравнению с антенной А22 для частот, соответствующих отношению L/λ > 0.4, обусловлен наличием ТЕМ-рупора как элемента антенны А32.

На рис. 13 приведены нормированные ДН по мощности антенн А22 и А32 для Н- и Е- плоскостей. Как видно из приведенных графиков, наличие ТЕМ-рупора как элемента антенны А32 позволяет стабилизировать положение главного максимума излучения в широкой полосе частот в направлении φ, δ = 0° с отклонением от него не более 15° в Е- плоскости. А для антенны А22 наблюдается существенное отклонение положения главного максимума излучения от направления φ, δ = 0° для частот, соответствующих отношению L/λ ≥ 0.4. Этим и объясняется ограничение полосы пропускания антенны А22 в области верхних частот, а также резкое падение коэффициента усиления при L/λ ≥ 0.6.

Рис. 13. Диаграммы направленности антенн А22(а, б) и А32(в,г) в H- (а, в) и Е- (б, г) плоскостях.

4. ВРЕМЕННЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АНТЕНН

Антенны А1, А2 и А3 разработаны для излучения высоковольтных (~ 100 кВ) наносекундных и субнаносекундных импульсов, но для изучения характеристик антенн во временной области использовались низковольтные генераторы импульсов. Для регистрации использовались осциллографы Tektronix TDS7404 и TDS6604 с полосой пропускания 4 и 6 ГГц. На рис. 14 приведены осциллограммы импульсов напряжения на антенных входах.

Рис. 14. Осциллограммы монополярных (а) и биполярных (б) импульсов напряжения на антенных входах.

Энергетическую эффективность антенн определяли как

k_w = W_изл/W_ген,

где W_изл – излученная антенной энергия, W_ген – энергия в импульсе напряжения на входе антенны. Излученную энергию экспериментально находили как разность энергии в импульсе напряжения на входе антенны и энергии в отраженном от антенны импульсе. Для отдельных вариантов антенн k_w также рассчитывали исходя из КСВН данных антенн. Результаты определения k_wпо двум методикам практически совпадали.

Для исследования электромагнитного излучения использовались СШП приемные антенны. Первая приемная антенна представляла собой половину ТЕМ-рупора с размерами земляной пластины 50x120 см, лепестком длиной 90 см и раскрывом 40x8 см [10]. Волновое сопротивление в раскрыве рупора составляет 50 Ом. Для неискаженной регистрации излученных СШП импульсов приемная антенна имела полосу пропускания не уже полосы пропускания передающих антенн. Вторая приемная антенна представляла собой симметричный резистивный диполь [11]. Комбинированные антенны типа А3 также могут работать в режиме приема. На рис. 15 приведены осциллограммы импульсов излучения, зарегистрированных ТЕМ-антенной и антенной А32 в той же точке наблюдения. Передающей в данном случае является антенна А32, на вход которой подается биполярный импульс напряжения длительностью t = 2 нс. Амплитудная шкала осциллографа в два раза больше в случае приемной антенны А32 и, следовательно, ее чувствительность в режиме приема в 2 раза выше чувствительности ТЕМ-антенны. Импульсы, регистрируемые с задержкой 6 нс от прихода основного импульса, являются отражениями от пола и потолка. В дальнейшем, при работе с излученными сигналами, выбирали временное окно с учетом этого обстоятельства.

Рис. 15. Импульс излучения антенны А32, зарегистрированныйТЕМ-антенной (черная кривая) и антенной А32 (синяя кривая).

Характеристики излучения исследовались в дальней зоне антенн. Границу дальней зоны антенн определяли как расстояние, начиная с которого произведение E_pR становится постоянным, где R – расстояние между апертурами исследуемой и приемной антенн, а E_p – пиковое значение напряженности электрического поля.

На рис. 16 приведены осциллограммы излученных импульсов антеннами А13 (а, б), А22 (в, г), А32 (д, е) в случае их возбуждения биполярными импульсами напряжения. Импульсы регистрировались в Н- (а, в, д) и Е-плоскостях (б, г, е) в направлении главного максимума, а также при отклонениях от него на  ±45°. Импульсы излучения нормированы на наибольшую пиковую амплитуду для каждой из антенн. Как видно из рисунка, импульсы, излученные антеннами первого и второго типа, существенно отличаются от импульсов излучения антенн третьего типа. Это связано с более узкой полосой пропускания антенн первого и второго типа, недостаточной для малоискаженного излучения биполярных импульсов напряжения. Антенны третьего типа эффективно излучают СШП-импульсы не только при возбуждении биполярными импульсами напряжения, но и монополярными импульсами напряжения. Кроме того, антенна А33, оптимизированная для излучения биполярных и монополярных импульсов напряжения длительностью 3 и 1.5 нс, соответственно, эффективно излучает СШП-импульсы при возбуждении биполярными импульсами напряжения длительностью 2 нс и монополярными импульсами напряжения длительностью 1 нс. При этом, пиковая напряженность поля, излученного антенной А33, в 1.07 выше пиковой напряженности поля, излученного антенной А32, а формы импульсов практически совпадают.

Рис. 16. Излученные антеннами А13 (а,б), А22 (в, г) А32 (д,е) импульсы в Н - (а, в, д) и

Е - (б, г, е) плоскостях.

На рис. 17 приведены нормированные ДН по пиковой мощности антенн А13 (а, б), А22 (в, г) и А32 (д, е) для Н - (а, в, д) и Е - (б, г, е) плоскостей. Все антенны возбуждались биполярными импульсами напряжения. Представлены ДН для вертикально поляризованного излучения (черные кривые) в Е- и Н- плоскостях, а также кроссполяризованного излучения (красные кривые) в Н-плоскости. ДН кроссполяризованного излучения в Н-плоскости не показана для антенны А32, так как уровень пиковой плотности мощности его составляет менее 5% от максимального уровня для вертикально поляризованного излучения. Такой же уровень пиковой плотности мощности кроссполяризованного излучения в Е-плоскости для всех типов антенн. Н-плоскость для антенны А22 соответствовала плоскости d = 30°. Уровень кроссполяризованного излучения уменьшается при переходе от антенн А1 к А3.

Рис. 17. Диаграммы направленности антенн А13, А22 и А32 по пиковой мощности в

Н - (а, в, д) и Е - (б, г, е) плоскостях.

Коэффициент направленного действия D₀ определялся по ДН комбинированных антенн в главных плоскостях. Зная зависимость напряжения от времени на входе в антенны, величину k_w антенн и пространственно-временные характеристики излучения антенн, можно найти [8] эффективность антенн по пиковой мощности

k_p = P_изл/P_ген,

где P_изл – величина пиковой мощности вертикально поляризованного излучения, а P_ген – пиковая мощность в импульсе на входе антенны.

Эффективность антенн по излученному полю находится из соотношения

k_E = E_pR/U_p,

где U_p – пиковое значение импульса напряжения на антенном входе.

Сравнительные характеристики комбинированных антенн приведены в Таблице 2. Здесь МП и БП соответствуют монополярному и биполярному импульсам напряжения на входе антенн.

Таблица 2. Характеристики комбинированных антенн.

Зная k_p и D₀ можно рассчитать пиковую напряженность поля в дальней зоне на заданном расстоянии R

Расчетную величину Е_p сравнивали с измеренной ТЕМ-антенной. Расчетные и измеренные значения Е_p различаются менее чем на 10%.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

На примере линейных излучателей показано, что полоса пропускания снизу ограничена условиями согласования, а сверху – формой диаграммы направленности. Для расширения полосы согласования в область нижних частот целесообразно использовать антенны, представляющие собой комбинацию электрических и магнитных излучателей. Расширение полосы пропускания в область верхних частот за счет стабилизации положения максимума диаграммы направленности может быть реализовано при использовании в качестве электрического излучателя V-образной антенны или ТЕМ-рупора.

Предложены три конструкции передающей СШП-антенны. Первые две конструкции представляют собой комбинацию электрического монополя и магнитного диполя. Третья конструкция представляет собой комбинацию ТЕМ-рупора, двух пассивных и одного активного магнитного диполя. Размеры антенн не превышают половину пространственной протяженности излучаемого биполярного импульса. Диаграммы направленности антенн в главных плоскостях близки к кардиоидной, поляризация излученного поля линейная.

Третий тип комбинированных антенн отличается от первых двух: меньшим уровнем кроссполяризованного излучения, увеличенной более чем в два раза полосой пропускания в направлении главного максимума. При практически одинаковой энергетической эффективности антенн, антенны третьего типа имеют в 1.5 раза больший коэффициент направленного действия и большую эффективность по пиковой мощности.

Предложенные антенны удовлетворяют требованиям, предъявляемым к элементу сверхширокополосной сканирующей антенной решетки, и могут быть использованы в составе источника электромагнитных импульсов мощностью ≥10⁹Вт [12, 13].

Авторы благодарят В.В. Плиско и К.Н. Сухушина за помощь в работе.

Литература

1. Вопросы перспективной радиолокации. Коллективная монография / Под ред. А.В. Соколова. – М.:Радиотехника, 2003.-512 с.

2. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. пособие для вузов / Васильев Д.В, Витоль М.Р., Горшенков Ю.Н. и др. / Под ред. Самойло К.А.-М.: Радио и связь, 1982.– 528 с.

3. Фано Р. Теоретические ограничения полосы согласования произвольных импедансов. Пер. с англ.-М.: Сов. Радио, 1965. - 72 с.

4. Беличенко В. П., Буянов Ю. И., Кошелев В. И., Плиско В. В. О возможности расширения полосы пропускания малогабаритных излучателей. - РЭ.1999.Т. 44. № 2.с. 178-184.

5. Марков Г. Т., Сазонов Д. М. Антенны.-М.: Энергия, 1975.– 528 с.

6. Андреев Ю.А., Буянов Ю.И., Кошелев В.И., Сухушин К.Н. Элемент сканирующей антенной решетки для излучения мощных сверхширокополосных электромагнитных импульсов. - РЭ.1999. Т.44. № 5. с. 531-537.

7. Koshelev V.I., Buyanov Yu.I., Andreev Yu.A., et. al. Ultrawidebande radiators of high-power pulses. - Proc. IEEE Pulsed Power Plasma Science Conf. 2001. pp.1661-1664.

8. Андреев Ю.А., Буянов Ю.И., Кошелев В.И. Комбинированная антенна с расширенной полосой пропускания. - РЭ.2005. Т.50. № 5. с.585-594.

9. Фрадин А.З., Рыжков Е.В. Измерение параметров антенно-фидерных устройств.-М.: Связьиздат, 1962.- 316 с.

10. Andreev Yu.A.,Gubanov V.P.,Efremov A.M., et. al. High-power ultrawideband radiation source. - Laser and Particle Beams. 2003. V. 21. № 2. pp. 211-217.

11. Балзовский Е.В., Буянов Ю.И., Кошелев В.И. Сверхширокополосная дипольная антенна с резистивными плечами. - РЭ.2004. Т.49. № 4. с.460-465.

12. Андреев Ю.А., Буянов Ю.И., Визирь В.А. и др. Генератор гигаваттных импульсов сверхширокополосного излучения. – ПТЭ.2000. № 2. с.82-88.

13. Губанов В.П., Ефремов А.М., Кошелев В.И. и др. Источники мощных импульсов сверхширокополосного излучения с одиночной антенной и многоэлементной решеткой. – ПТЭ.2005. № 3. с.46-54.

В.И. Кошелев. koshelev@lhfe.hcei.tsc.ru